Introducción a la Electrónica de Dispositivos

Presentación del tema: "Introducción a la Electrónica de Dispositivos"— Transcripción de la presentación:

1 Introducción a la Electrónica de Dispositivos
Universidad de Oviedo Área de Tecnología Electrónica Departamento de Ingeniería Eléctrica, Electrónica, de Computadores y de Sistemas Materiales semiconductores (Sem01.ppt) La unión PN y los diodos semiconductores (Pn01.ppt) Transistores (Trans01.ppt) ATE-UO Trans 00

2 Tipos de transistores BJT FET PNP NPN Canal P Canal N JFET MESFET
MOSFET Canal N Canal P Canal N Acumulación Deplexión Canal P Canal N BJT:Transistores bipolares de unión. FET: Transistores de efecto de campo. JFET: Transistores de efecto de campo de unión. MESFET: Transistores de efecto de campo de metal semiconductor. MOSFET: Transistores de efecto de campo de metal-oxido-semiconductor. ATE-UO Trans 01

3 Características comunes a todos los transistores (I)
Son dispositivos (típicamente) de 3 terminales Dos de los tres terminales actúan como terminales de entrada (control) Dos de los tres terminales actúan como terminales de salida. Un terminal es común a entrada y salida Salida Vs is + - Entrada Ve ie + - Cuadripolo ATE-UO Trans 02

4 Características comunes a todos los transistores (II)
Entrada Ve ie + - Salida Vs is Cuadripolo La potencia consumida en la entrada es menor que la controlada en la salida La tensión entre los terminales de entrada determina el comportamiento eléctrico de la salida La salida se comporta como: Fuente de corriente controlada (zona lineal o activa) Corto circuito (saturación) Circuito abierto (corte) ATE-UO Trans 03

5 Características comunes a todos los transistores (III)
Vs is + - = Zona Activa Vs is + - Vs=0 is Zona de Saturación Vs is + - = is=0 + - Vs Zona de Corte Vs is + - = ATE-UO Trans 04

6 Transistores bipolares de unión (I)
Transistor PNP: zona P, zona N y zona P Transistor NPN: zona N, zona P y zona N Colector (P) Emisor (P) Base (N) PNP Colector (N) Emisor (N) Base (P) NPN El emisor debe estar mucho más dopado que la base La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor Muy, muy importante ATE-UO Trans 05

7 Transistores bipolares de unión (II) Ejemplo: PNP de silicio
Emisor Base Colector 1m El emisor debe estar mucho más dopado que la base NAE=1015 atm/cm3 NDB=1013 atm/cm3 La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor WB = 1 mm << Lp = 10 mm ATE-UO Trans 06

8 Transistores bipolares de unión (III)
PNP (Si) p=100 ns NDB=1013 atm/cm3 Lp=0,01 mm Base n=100 ns NAE=1015 atm/cm3 Ln=0,02 mm Emisor y Colector NAC=1014 atm/cm3 P+ P N- E B C 1016 escala logarítmica Portad./cm3 104 1012 108 1m nC=106 nE =105 nB =1013 pE =1015 pB =107 pC =1014 ATE-UO Trans 07

9 Notación de tensiones y corrientes
Cálculo de las corrientes por un transistor (I) Notación de tensiones y corrientes iE iC iB E C P+ P N- B - + vEB + - vCB Corrientes positivas entrantes en el transistor Tensiones positivas si polarizan directamente las uniones C (P) E (P) B (N) iE iC - + vEB + - vCB iB ATE-UO Trans 08

10 iE iC Cálculo de las corrientes por un transistor (II) V1 V2 iB V2 V1
Como ejemplo, polarizamos las uniones en zona activa: Emisor-Base directamente Colector (P) Emisor (P) B (N) + - vCB - + vEB V1 V2 Base-Colector inversamente E C P+ P N- B V1 V2 iE iC iB + - vCB vEB El proceso de cálculo lo hacemos en zona activa, pero es general y vale para las otras zonas Hay que deducir cómo son las corrientes por las uniones. Para ello, es preciso conocer las concentraciones de los portadores (como en cualquier unión PN) ATE-UO Trans 09

11 Como en el caso de una unión PN
Cálculo de las corrientes por un transistor (III) Como en el caso de una unión PN 1- Se calcula el salto de concentración de cada tipo de portador de un extremo al otro de las zonas de transición. 2- Se calcula el exceso de minoritarios en los bordes externos de las zonas de transición. 3- Se calcula la distribución exponencial (emisor y colector) y lineal (base) de los minoritarios al lo largo de las zonas neutras. 4- Se calculan los gradientes de dichas concentraciones justo en los bordes de las zonas de transición. 5- Se calculan las densidades de corriente de minoritarios en los bordes de las zonas de transición (densidad de corriente de huecos en los bordes de zonas N y de electrones en los bordes de zonas P). 6- La suma de las dos densidades de corriente anteriores por cada unión es la densidad de corriente total por esa unión. 7- La corriente total por cada unión es la densidad de corriente por esa unión multiplicada por la sección. ATE-UO Trans 10

12 Saltos de concentración (I)
Escala logarítmica 104 1012 1016 Portad./cm3 108 -0,3 -0,2 -0,1 Longitud [mm] Unión emisor-base Emisor pE Portadores en el emisor y en la unión emisor-base sin polarizar nE pB(0)s.p. nE(0)s.p. nE 104 1012 1016 Portad./cm3 108 -0,3 -0,2 -0,1 Longitud [mm] Unión emisor-base Emisor pB(0)s.p. nE(0)s.p. pE Portadores en el emisor y en la unión emisor-base al polarizar directamente pB(0) nE(0) nE(0) pB(0) Se produce un exceso de huecos en la base pB(0) y un exceso de electrones en el emisor nE(0) ATE-UO Trans 11

13 Saltos de concentración (II)
0,3 mm WB Portad./cm3 104 1012 1016 108 100 Unión base-colector Colector Portadores en el colector y en la unión colector-base sin polarizar pC nC pB(WB)s.p. nC(WB)s.p. 0,3 mm WB Portad./cm3 104 1012 1016 108 100 Unión base-colector Colector pC nC pB(WB)s.p. nC(WB )s.p. -pB(WB) -nC(WB) Portadores en el colector y en la unión colector-base al polarizar inversamente pB(WB) nC(WB) Se produce un exceso negativo de huecos en la base -pB(WB) y un exceso negativo de electrones en el colector -nC(WB) ATE-UO Trans 12

14 Relación entre excesos de concentración y tensiones
Partimos de: pE = pB(0)s.p.·eV0/VT pE = pB(0)·e(V0-vEB)/VT pB(0) = pB(0)-pB(0)s.p pB(0)s.p.= ni2/NDB pE pB(0)s.p. pB(0) Portad./cm3 Longitud Emisor pB(0) Llegamos a: pB(0)=(evEB/VT-1)·ni2/NDB Procedemos igual con los otros minoritarios Resumen de las relaciones entre excesos de concentración y tensiones nE(0-)=(evEB/VT-1)·ni2/NAE pB(0+)=(evEB/VT-1)·ni2/NDB Unión emisor-base pB(WB-) = (evCB/VT-1)·ni2/NDB nC(WB+) = (evCB/VT-1)·ni2/NAC Unión base-colector ATE-UO Trans 13

15 Polarizamos en zona activa Escala lineal (no exacta)
Cálculo de la distribución de minoritarios (I) Nos fijamos en los portadores minoritarios a lo largo del transistor V1 V2 Polarizamos en zona activa P+ P N- E B C WB + - 0- 0+ WB- WB+ x Escala lineal (no exacta) -pB(WB-) pB(0+) -nC(WB+) pBs.p.= ni2/NDB nEs.p.= ni2/NAE nCs.p.= ni2/NAC nE(0-) ¿Cómo es la concentración de los huecos en la base? ATE-UO Trans 14

16 Cálculo de la distribución de minoritarios (II)
¡¡La base es una zona corta!! La solución de la ecuación de continuidad para una unión “no larga” es (ATE-UO PN105) : pB(x) = pB(WB-) + (pB(0+) - pB(WB-))· senh((WB-x)/LP) senh(WB/LP) V1 V2 N- B WB + - Como WB<<Lp (base “corta”) se cumple que senh (a) » a y, por tanto: pB(x)=pB(WB-)+(DpB(0+)-DpB(WB-))·(WB-x)/WB 0+ WB- x Por tanto, el gradiente de la concentración de huecos en la base es: d(pB(x))/dx = -(DpB(0+)-DpB(WB-))/WB pB(0+) -pB(WB-) pB(0+) La concentración de huecos disminuye linealmente a lo largo de la base (el gradiente de la concentración de huecos en la base es constante) pBs.p. pB(WB-) ATE-UO Trans 15

17 Ya conocemos la concentración de minoritarios en todo el transistor
Cálculo de la distribución de minoritarios (III) Ya conocemos la concentración de minoritarios en todo el transistor P+ P N- E B C WB + - V1 V2 nEs.p.= ni2/NAE nCs.p.= ni2/NAC pB(0+) nE(0-) -pB(WB-) -nC(WB+) 0- 0+ WB- WB+ x Escala lineal (no exacta) Ahora se pueden calcular los gradientes en los bordes de las dos zonas de transición y, por tanto, las corrientes ATE-UO Trans 16

18 Cálculo de los gradientes de los minoritarios en los bordes externos de las zonas de transición
-nC(WB+) nEs.p.= ni2/NAE nCs.p.= ni2/NAC pB(0+)-pB(WB-) nE(0-) WB 0- 0+ WB- WB+ x Emisor “largo”: (dnE/dx)0- = nE(0-)/LNE Colector “largo”: (dnC/dx)WB+ = -nC(WB+)/LNC Base “corta”: (dpB/dx)0+ = -(pB(0+)-pB(WB-))/WB ATE-UO Trans 17

19 densidad de corriente de electrones densidad de corriente de huecos
Densidad de corriente en la unión emisor-base P+ P N- E B C WB + - V1 V2 juEB juEB = q·DNE·nE(0-)/LNE q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB densidad de corriente de electrones densidad de corriente de huecos Relacionando excesos de concentración y tensiones, se obtiene: juEB = q·DNE·(evEB/VT-1)·ni2/(NAE·LNE)+q·DPB·[(evEB/VT-1)-(evCB/VT-1)]·ni2/(NDB·WB)= = (evEB/VT-1)·q·ni2·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]-(evCB/VT-1)·q·ni2·DPB/(NDB·WB) juEB = (evEB/VT-1)·constante1 - (evCB/VT-1)·constante2 ATE-UO Trans 18

20 iE Corriente por el emisor V1 V2 vEB vCB B C E juEB iE = A·juEB P+ P
WB + - V1 V2 vCB vEB Sección A juEB iE = A·juEB Por tanto queda: iE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)]·(evEB/VT-1) - - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evCB/VT-1) Corriente por una unión función de la tensión en ella iF = ISE·(evEB/VT-1) Corriente por una unión función de la tensión en la otra unión ATE-UO Trans 19

21 densidad de corriente de huecos densidad de corriente de electrones
Densidad de corriente en la unión base-colector P+ P N- E B C WB + - V1 V2 juBC juBC = q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB q·DNE·nE(0-)/LNE densidad de corriente de huecos densidad de corriente de electrones Relacionando excesos de concentración y tensiones, se obtiene: juBC = q·DPB·[(evEB/VT-1)-(evCB/VT-1)]·ni2/(NDB·WB) - q·DNC·(evCB/VT-1)·ni2/(NAC·LNC)= = (evEB/VT-1)·q·ni2·DPB/(NDB·WB) - (evCB/VT-1)·q·ni2·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)) juBC = (evEB/VT-1)·constante2 - (evCB/VT-1)·constante3 ATE-UO Trans 20

22 iC Corriente por el colector V1 V2 vEB vCB B C E juBC iC = -A·juBC P+
WB + - V1 V2 vCB vEB Sección A juBC iC = -A·juBC Por tanto queda: iC = -q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) + + q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)]·(evCB/VT-1) Corriente por una unión función de la tensión en la otra unión Corriente por una unión función de la tensión en ella iR = ISC·(evCB/VT-1) ATE-UO Trans 21

23 Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (I)
iC P+ P N- E B C + - V1 V2 vCB vEB iE iE = ISE·(evEB/VT-1) - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evCB/VT-1) iF Nos interesa poner esto en función de iR iC = - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) + ISC·(evCB/VT-1) Nos interesa poner esto en función de iF iR Siendo: ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)] ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)] ATE-UO Trans 22

24 Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (II)
iE = ISE·(evEB/VT-1) - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evCB/VT-1) iF aR·iR iC = - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(evEB/VT-1) + ISC·(evCB/VT-1) aF·iF iR Siendo: aR = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) (aR < 1) aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) (aF < 1) ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)] ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)] ATE-UO Trans 23

25 iE iC Resumen de lo obtenido para ambas corrientes (III)
C (P) E (P) B (N) vCB vEB iE = iF - aR·iR iC = iR - aF·iF Resumen final: Siendo: aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) iF = ISE·(evEB/VT-1) aR = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) iR = ISC·(evCB/VT-1) ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)] ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)] ATE-UO Trans 24

26 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (I)
Es una forma “compacta” de expresar las ecuaciones de las corrientes por un transistor Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = ISE·(evEB/VT-1) iR = ISC·(evCB/VT-1) iE iC C (P) E (P) B (N) vCB vEB B E iE C iC vEB iF vCB iR aR·iR aF·iF Muy, muy importante ATE-UO Trans 25

27 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (II)
iE iC vCB vEB iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = ISE·(evEB/VT-1) iR = ISC·(evCB/VT-1) Aparentemente, hacen falta cuatro parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: ISE, ISC, aF y aR. Sin embargo: ISE = q·ni2·A·[DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)] ISC = q·ni2·A·[DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)] aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) aR = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) Y por tanto se cumple: ISC·aR = ISE·aF = IS Consecuencia: sólo hacen falta tres parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: IS, aF y aR ATE-UO Trans 26

28 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (III)
iE iC vCB vEB Resumen final: Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) vEB iF vCB iR aR·iR aF·iF B E iE C iC Parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll (estático) IS = q·ni2·A·DPB/(NDB·WB) aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) Muy, importante aR = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) ATE-UO Trans 27

29 iE » (IS/aF)·evEB/VT iC » - iE·aF Polarización en zona activa (I) V1
+ vEB vCB iE iC Por tanto, polarizamos: Emisor-Base directamente Base-Colector inversamente Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: vEB >> VT y vCB << -VT Y también: evEB/VT-1 » evEB/VT y evCB/VT-1 » -1 Por tanto, las corrientes cumplen: iR » -IS/aR » 0 iE » iF » (IS/aF)·evEB/VT iC » - iF·aF » - iE·aF Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) iE » (IS/aF)·evEB/VT iC » - iE·aF ATE-UO Trans 28

30 iE » (IS/aF)·evEB/VT iC » - iE·aF Polarización en zona activa (II) V1
+ vEB vCB iE iC iE » (IS/aF)·evEB/VT iC » - iE·aF La corriente de emisor se relaciona con la tensión emisor-base como en cualquier unión PN polarizada directamente La corriente de colector es proporcional (por aF) a la corriente de emisor y es independiente de la tensión colector base. Su sentido real de circulación es el contrario al de medición en la figura Recuérdese: estamos en zona activa (en otras zonas el comportamiento es diferente) Muy, muy importante ATE-UO Trans 29

31 Significado del parámetro aF
V1 V2 - + vEB vCB iE -iC -iC » iE·aF Pero, ¿cuánto vale aF? aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) DPB = 12,5 cm2/s NDB = 1013 atom./cm3 WB = 1 mm DNE = 35 cm2/s NAE = 1015 atom./cm3 LNE = 20 mm Ejemplo: DPB/(NDB·WB)= 1, DNE/(NAE·LNE)= 1,75·10-11 aF = 0,9986 Siempre el parámetro aF es un valor cercano a la unidad Frecuentemente es designado simplemente como a ATE-UO Trans 30

32 Definición formal del parámetro aF
Cortocircuitamos la unión base-colector V1 - + vEB vCB iE -iC vCB = 0 Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) Por tanto: iR = (IS/aR)·(e0-1) = 0 Þ iE = iF y iC = - iF·aF Por consiguiente : aF = -iC/iE VCB=0 aF es la ganancia directa de corriente (corriente de colector dividida por corriente de emisor, ambas medidas como circulan en realidad), con la salida en cortocircuito ATE-UO Trans 31

33 Resumen de lo que ocurre en zona activa
-iC » iE·aF V1 V2 - + vEB vCB iE Muy importante La corriente de emisor iE se relaciona con la tensión emisor-base vEB como en cualquier unión PN polarizada directamente: iE » ISE·evEB/VT La corriente que sale por el colector es casi igual a la que entra por el emisor (aF es muy cercano a la unidad, aunque siempre menor que la unidad) La corriente que sale por el colector no depende de la tensión colector-base vCB. Por tanto, el colector se comporta como una fuente (sumidero) de corriente ATE-UO Trans 32

34 Interpretación de la operación en zona activa (I)
B C Escala lineal Portad./cm3 5·1011 1012 pB nC nE 1m VEBO=0,48V La posición vertical de este punto varía mucho con vEB Gradiente constante Para cualquier V2 > 0 (es decir, vCB < 0), la posición vertical de este punto no varía casi Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de minoritarios del emisor (electrones) ATE-UO Trans 33

35 Interpretación de la operación en zona activa (II)
Portad./cm3 Escala lineal 5·1011 1012 Gradiente muy pequeño en el emisor Þ no hay casi corriente de electrones. pB Gradiente muy grande en la base Þ hay mucha corriente de huecos. nE nC Calculamos la corriente total de emisor. Corriente mA 3 1,5 Contacto de base Calculamos la corriente de huecos en el emisor. iE -iC Calculamos la corriente de electrones en la base. ipE ipB -ipC Gradiente casi nulo en el colector Þ no hay casi corriente de electrones. inE inB -inC ATE-UO Trans 34

36 Interpretación de la operación en zona activa (III)
Corrientes por el transistor nC Concentración Escala lineal Corriente Contacto de base nE C E B V2 iE -iC pB3 pB2 pB1 VEB1 < VEB2 < VEB3 -iC3 iE3 -iC2 iE2 -iC1 iE1 ATE-UO Trans 35

37 Utilidad del transistor en zona activa y configuración “base común” (I)
Base común significa que el “terminal base” es común al circuito de entrada (el de V1) y al de salida (el de V2) V1 V2 - + vEB vCB iE -iC - Ejemplo de parámetros de un transistor: IS = A aF = 0,995 aR = 0,95 - Por tanto: ISE = IS/aF = 1,005·10-11 ISC = IS/aR = 1,053·10-11 -“Tensión térmica”: VT = 0,026 V iE » 1,005·10-11 ·evEB/0,026 - iC » 0,995·iE ATE-UO Trans 36

38 Utilidad del transistor en zona activa y configuración “base común” (II)
V1 = 0,5 - 0,55 V V2 = 12 V - + vEB vCB iE -iC vEB [V] iE [mA] PV1 [mW] vCB [V] -iC [mA] PV2 [mW] 0,5000 2,259 1,13 -12 2,248 26,98 0,5125 3,654 1,873 3,636 43,63 0,5250 5,91 3,103 5,88 70,56 0,5375 9,558 5,138 9,51 141,1 0,5500 15,46 8,502 15,38 184,6 Grandes variaciones de iE para pequeñas variaciones de vEB Pequeñas potencias aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2 ATE-UO Trans 37

39 Utilidad del transistor en zona activa y configuración “base común” (III)
- V1 = 0,5 - 0,55 V V2 = 12 V + vEB vCB iE -iC vLEDs Ejemplo: vLEDs = -iC· ,5 vEB [V] iE [mA] PV1 [mW] vCB [V] -iC [mA] PLEDs [mW] 0,5000 2,259 1,13 -6,826 2,248 11,633 0,5125 3,654 1,873 -6,409 3,636 20,328 0,5250 5,91 3,103 -5,736 5,88 36,836 0,5375 9,558 5,138 -4,647 9,51 69,932 0,5500 15,46 8,502 -2,886 15,38 140,194 Mientras vCB < 0, el transistor sigue en zona activa Pequeñas potencias aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2 a los LEDs ATE-UO Trans 38

40 Corriente de base en zona activa
- + vEB vCB iE iB iC En todas las zonas de trabajo, cumple: iE + iC + iB = 0 Obviamente no todas las corrientes pueden ser positivas Por tanto: iB = - iE - iC En zona activa iE > 0 y iC < 0. Por tanto: -iB = iE - (-iC) Es decir, el sentido real de circulación de las corrientes en un transistor PNP en zona activa es: -iB V1 iE -iC V2 ATE-UO Trans 39

41 El parámetro “bF” (o simplemente “b”)
-iB V1 iE -iC V2 Muy, muy importante En zona activa se cumple: -iC » aF·iE y iE = -iB -iC Eliminando iE queda: iC » iB·aF/(1-aF) Definimos bF: bF = aF/(1-aF) Luego: iC » bF·iB Valor de bF en función de la física del transistor: bF = DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB) Normalmente es expresa como: iC » b·iB Típicamente: bF = ATE-UO Trans 40

42 hFE hFEmax hFEtip hFEmin Variabilidad del parámetro “bF” iC
AunqueFes muy poco variable, F (definida como F = F/(1-F)) es bastante sensible a pequeñas variaciones de F Ejemplo: aF = 0, bF = 0,99/(1-0,99) = 99 aF = 0,999 bF = 0,999/(1-0,999) = 999 Los fabricantes usan el término “hFE” (en vez de “b” o “bF”) iC hFE hFEmax Variabilidad de hFE mostrada por los fabricantes hFEtip hFEmin ATE-UO Trans 41

43 Configuraciones “base común”
La configuración “emisor común” -iC V2’ = V2 + V1 Configuraciones “base común” -iB V1 iE -iC V2 iE -iB V1 Configuración “emisor común” Colocamos la fuente V1 como en el caso anterior También como en el caso anterior, colocamos una tensión V1 + V2 entre emisor y colector, pero ahora con una fuente V2’ explícitamente colocada entre estos terminales Así obtenemos la configuración “emisor común” La gran ventaja es que la fuente de entrada (V1) ahora suministra la corriente de base (“bF veces menor” que la de colector) ATE-UO Trans 42

44 Comparación de las configuraciones “base común” y “emisor común”
iE -iB V1 -iC V2’ = V2 + V1 Configuración “emisor común” Configuraciones “base común” -iB V1 iE -iC V2 Para controlar iC, la fuente de tensión de entrada V1 tiene que aportar la corriente iE » -iC/aF » -iC Para controlar iC, la fuente de tensión de entrada V1 tiene que aportar la corriente -iB » -iC/bF (el valor absoluto de iB es mucho menor que el de iC) ATE-UO Trans 43

45 Ejemplo de comparación de las configuraciones “base común” y “emisor común”
V1 V2 = 13V + - vCB -iB -iC V1 V2 = 12 V + - vCB iE -iC bF = 199 v1 [V] iE [mA] PV1 [mW] 0,5000 2,259 1,13 0,5125 3,654 1,873 0,5250 5,91 3,103 0,5375 9,558 5,138 0,5500 15,46 8,502 PLEDs [mW] 11,633 20,328 36,836 69,932 140,194 v1 [V] -iB [mA] PV1 [mW] 0,5000 11,3 5,65 0,5125 18,3 9,365 0,5250 29,6 15,515 0,5375 47,8 25,69 0,5500 77,3 42,51 En emisor común, potencias muy pequeñas aportadas por V1 regulan grandes potencias aportadas por V2 a los LEDs ATE-UO Trans 44

46 Transistor “mal hecho” (con base ancha) (I)
V1 = 0,3 V V2 P+ P N- E B C iE iC iB WB>>LP Portad./cm3 5·1011 1012 pB nC nE Gradiente grande Þ fuerte corriente de huecos. Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de electrones. Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de huecos. ATE-UO Trans 45

47 Transistor “mal hecho” (con base ancha) (II)
Corriente [mA] Portad./cm3 5·1011 1012 ipB pB inE nE nC 3 1,5 iE ipE inB -ipC -inC -iC ATE-UO Trans 46

48 Transistor “mal hecho” (con base ancha) (III)
iE V1 = 0,3 V VBC P+ P N- E B C -iC -iB WB>>LP » 0  » -iB  Circuito equivalente con Base ancha iE » -iB -iB VEB VBC C E B -iC » 0 ip in iE -iC 3 1.5 Corriente [mA] ATE-UO Trans 47

49 Las tres corrientes son muy pequeñas
Polarización en zona de corte - + vEB vCB iE iC iB Por tanto, polarizamos: Emisor-Base inversamente Base-Colector inversamente P P N V1 V2 Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: vEB << -VT y vCB << -VT Y también: evEB/VT-1 » -1 y evCB/VT-1 » -1 Por tanto, las corrientes cumplen: iF » -IS/aF » 0 iR » -IS/aR » 0 iE » -IS/aF + IS » -IS·(1-aF)/aF » 0 iC » -IS/aR + IS » -IS·(1-aR)/aR » 0 Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) Muy importante Las tres corrientes son muy pequeñas iE » 0, iC » 0 y iB » 0 ATE-UO Trans 48

50 Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y corte
Concentración Escala lineal Corriente V2 iE -iC V1 Zona activa nC -IC (activa) IE (activa) pB (activa) nE (activa) -IC (corte) IE (corte) pB (corte) nE (corte) V2 iE -iC V1 Zona de corte ATE-UO Trans 49

51 Resumen Zona Activa Zona de Corte -iC » aF·iE y -iB » (1-aF)·iE
-iC » -bF·iB y iE » -(1+bF)·iB IC » 0, IE » 0 y IB » 0 V2 iE -iC -iB V1 Base común V2’ (> V1) Emisor común V2 iE -iC -iB V1 Base común V2’ (> V1) Emisor común ATE-UO Trans 50

52 Otras condiciones cercanas a las de corte (I)
V2 - + vEB vCB iE iC iB Cortocircuito entre emisor y base Suponemos que elegimos: V2 >> VT Por tanto: vEB = 0 y vCB << -VT Y también: e0/VT-1 = 0 y evCB/VT-1 » -1 Por tanto, las corrientes cumplen: iF = 0 iR » -IS/aR iE » IS iC » -IS/aR Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) En corte “real”, teníamos: iE » -IS·(1-aF)/aF iC » -IS·(1-aR)/aR Corrientes menores en el corte “real” ATE-UO Trans 51

53 Otras condiciones cercanas a las de corte (II)
Emisor en circuito abierto V2 - + vEB vCB iE = 0 iC Suponemos que elegimos: V2 >> VT Por tanto: vCB << -VT Y también: evCB/VT-1 » -1 y iE = 0 Por tanto, las corrientes cumplen: iR » -IS/aR iF = iR·aR = -IS iC » -IS/aR + IS·aF = -IS(1-aR·aF)/aR Esta corriente se designa como IC0 Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) V2 -IC0 El valor de iC es casi el mismo que en corte “real”: iC » -IS·(1-aR)/aR ATE-UO Trans 52

54 Otras condiciones cercanas a las de corte (III)
V2 - + vEB vCB iE iC = -iE Base en circuito abierto Suponemos que elegimos: V2 >> VT Por tanto: vCB << -VT (ya que vCB » - V2) Y también: evCB/VT-1 » -1 y iC = -iE Por tanto, las corrientes cumplen: iR » -IS/aR iE » iF + IS iC » -IS/aR - iF·aF De estas ecuaciones se obtiene: iC » -IS·(1- aR·aF)/[aR·(1- aF)] Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) El valor de iC en corte “real” es: iC » -IS·(1-aR)/aR Este valor es muy superior al del corte “real” ATE-UO Trans 53

55 Otras condiciones cercanas a las de corte (IV)
Emisor en circuito abierto C E B V2 -IC0 La corriente de colector que circula es muy pequeña. Es denominada “corriente inversa de saturación de la unión base-colector con el emisor en circuito abierto”, IC0. Es muy semejante a la corriente de colector en corte Base en circuito abierto V2 C E B IEC0 La corriente de colector que circula es pequeña, pero bastante mayor que la de casos anteriores. Es denominada “corriente inversa de saturación emisor-colector con la base en circuito abierto”, IEC0 Cuando se pretende que el transistor esté trabajando en condiciones cercanas al corte, es aconsejable no dejar la base “al aire”, siendo mejor cortocircuitarla al emisor o conectarla a dicho terminal a través de una resistencia ATE-UO Trans 54

56 ôiC (corte)ô » ôIC0ô< ô iC (VEB=0)ô<< ôIEC0ô
Comparación entre IC0, iC (corte), iC (VEB=0) e IEC0 -iC (corte) C E B V2 V1 C E B V2 -iC (VEB=0) C E B V2 IEC0 C E B V2 -IC0 aF = 0,995 aR = 0,95 = 0,913·IC0 = 18,26·IC0 = 200·IC0 Resumen de lo obtenido: iC (corte) » -IS·(1-aR)/aR » IC0·(1-aR)/(1-aR·aF) IC0 » -IS(1-aR·aF)/aR iC (VEB=0) » -IS/aR » IC0/(1-aR·aF) IEC0 » IS·(1-aR·aF)/[(1-aF)·aR] » - IC0/(1-aF) ôiC (corte)ô » ôIC0ô< ô iC (VEB=0)ô<< ôIEC0ô ATE-UO Trans 55

57 Una aproximación mejor que “iC » - iE·aF” para la polarización en zona activa y de corte
-iB V1 iE -iC V2 Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: evEB/VT-1 » evEB/VT y evCB/VT-1 » -1 Y las corrientes cumplen: iR » -IS/aR iE » iF + IS Por tanto: iF » iE - IS iC » -IS/aR - iF·aF » - iE·aF - IS·(1- aR·aF)/aR Teniendo en cuenta el valor de IC0, queda: iC » - iE·aF + IC0 Y como iB + iC + iE = 0, se obtiene: iC » IC0·(1+bF) + iB·bF Muy importante Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) iC » - iE·aF + IC0 mejor que iC » - iE·aF iC » IC0·(1+bF) + iB·bF mejor que iC » iB·bF ATE-UO Trans 56

58 Polarización en zona de saturación
- + vEB vCB iE iC iB Por tanto, polarizamos: Emisor-Base directamente Base-Colector directamente P P N V1 V2 Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: vEB >> VT y vCB >> VT Y también: evEB/VT-1 » evEB/VT y evCB/VT-1 » evCB/VT Por tanto, las corrientes cumplen: iE » IS(evEB/VT/aF - evCB/VT) iC » IS(-evEB/VT + evCB/VT/aR) Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) Ambas corrientes dependen de ambas tensiones Sin embargo, la saturación en este circuito no tiene interés ATE-UO Trans 57

59 Transición de zona activa a saturación (I)
Circuito realmente interesante -iC -iE + - vCB vEB P N V1 Emisor común R V2 Unión Emisor-Base polarizada directamente Como V1 = vEB >> VT entonces evEB/VT-1 » evEB/VT Por tanto, las corrientes cumplen: iF » IS·evEB/VT/aF iC » -IS[evEB/VT - (evCB/VT - 1)/aR] (ecuación válida para zona activa y saturación) También se cumple: vCB = vEB - V2 + (-iC)·R Sustituyendo, se obtiene: iC » -IS[evEB/VT - (e(vEB - V2 - iC·R)/VT - 1)/aR] Cuando se empieza a entrar en saturación: e(vEB - V2 - iC·R)/VT >> 1 Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) ATE-UO Trans 58

60 El transistor en saturación se comporta como un cortocircuito
Transición de zona activa a saturación (II) Por tanto: iC » -IS[evEB/VT - (e(vEB - V2 - iC·R)/VT)/aR] Y también: -iC » IS·evEB/VT·[1- (e(- V2 - iC·R)/VT)/aR] Cuando evEB/VT crece indefinidamente (evEB/VT ® ¥), entonces: 1- (e(- V2 - iC·R)/VT)/aR ® 0 para que iC esté acotada. Por tanto: (-V2 - iC·R)/VT ® lnaR y, por tanto también: -iC ® (V2 + VT·lnaR)/R (si aR = 0,95, entonces VT·lnaR = -1,33 mV) Es decir: -iC » V2/R -iC + - vCB vEB P N V1 Emisor común R V2 Muy importante El transistor en saturación se comporta como un cortocircuito ATE-UO Trans 59

61 Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y saturación
Concentración Escala lineal Corriente nC nE pB (sat.) pB (lim.) Misma pendiente, ya que la corriente de colector es más o menos constante pB (activa) -iC (saturación) iE (saturación) -iC (límite) iE (límite) V2/R -iC (activa) iE (activa) ATE-UO Trans 60

62 Resumen R R R Zona activa - + vCB Zona de corte - + vCB - + vCB
iE -iB -iC - + vCB V1 R V2 Zona de corte iE -iB -iC - + vCB V1 R V2 iE -iB -iC - + vCB V1 R V2 Zona de saturación -iC » aF·iE y -iB » (1-aF)·iE -iC » -bF·iB y iE » -(1+bF)·iB vCB < 0 iC » 0, iE » 0 y iB » 0 vCB > 0 (vCE » 0) -iC » V2/R Muy, muy importante ATE-UO Trans 61

63 iC » (IS/aR)·evCB/VT iE » - iC·aR
Polarización en zona de transistor inverso (I) V1 V2 - + vEB vCB iC iE Por tanto, polarizamos: Emisor-Base inversamente Base-Colector directamente Elegimos tensiones de polarización que cumplan: V1 >> VT y V2 >> VT Por tanto: vEB << -VT y vCB >> VT Y también: evEB/VT-1 » -1 y evCB/VT-1 » evCB/VT Por tanto, las corrientes cumplen: iF » -IS/aF » 0 iR » (IS/aR)·evCB/VT iC » iR » (IS/aR)·evCB/VT iE » - iR·aR » - iC·aR Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) iC » (IS/aR)·evCB/VT iE » - iC·aR ATE-UO Trans 62

64 Polarización en zona de transistor inverso (II)
- + vEB vCB iC -iE aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) aR = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) -iE » iC·aR Conclusiones: Existe cierta reversibilidad en el comportamiento del emisor y del colector La diferencia es que la relación entre las corrientes de colector y de emisor se establece ahora a través de aR, que es menor que aF Los valores de aR y de aF son distintos porque las características físicas del emisor, DNE/(NAE·LNE), y del colector, DNC/(NAC·LNC), son habitualmente distintas Muy importante ATE-UO Trans 63

65 Definición formal del parámetro aR
Cortocircuitamos la unión base-colector V1 - + vEB vCB -iE iC vEB = 0 Ecuaciones: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) Por tanto: iF = (IS/aF)·(e0-1) = 0 Þ iC = iR y iE = - iR·aR Por consiguiente : aR = -IE/IC VEB=0 aR es la ganancia inversa de corriente (corriente de emisor dividida por corriente de colector, ambas medidas como circulan en realidad), con la entrada en cortocircuito ATE-UO Trans 64

66 VBC1 < VBC2 Efecto “Early” nE nC pB (VBC1) V1 VCB W’B WB
Escala lineal Portad./cm3 5·1011 1012 nC nE W’B pB (VBC2) < VBC2 pB (VBC1) WB VBC1 VCB V1 Al aumentar la tensión base-colector VBC, el ancho de la zona de transición también aumenta, por lo que el “ancho efectivo de la base” WB disminuye. Al disminuir el ancho efectivo de la base aumenta la corriente de emisor (ya que aumenta el gradiente de minoritarios de la base), y también disminuye la corriente de base (ya que disminuyen las recombinaciones de minoritarios en ella, recombinaciones que han sido despreciadas en todo el desarrollo,) ATE-UO Trans 65

67 Curvas características de entrada en base común
Referencias normalizadas - + vEB vCB iE iB iC vCB=-5V iE [mA] vEB [V] Curvas de entrada 0,6 20 vCB= -10V vCB=0 Para una determinada tensión vEB, la corriente de emisor crece con la tensión inversa aplicada entre colector y base (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo Cuando vEB = 0 y vCB << -VT, la corriente de emisor es ligeramente positiva (aplicando el modelo de Ebers-Moll). Es un detalle no muy importante ATE-UO Trans 66

68 Curvas características de salida en base común
Referencias normalizadas - + vEB vCB iE iB iC vCB [V] Curvas de salida iC [mA] -40 -20 -4 -2 -6 iE=50mA iE=40mA iE=30mA iE=20mA iE=10mA iE=0mA IC0 En polarización en zona activa, se comporta como una fuente de corriente Muy importante ATE-UO Trans 67

69 Zonas de trabajo en base común
Referencias normalizadas - + vEB vCB iE iB iC vCB [V] Curvas de salida iC [mA] -40 -20 -4 -2 -6 iE=40mA iE=20mA iE=0mA IC0 iE=10mA iE=30mA iE=50mA Saturación Zona Activa Corte Muy importante ATE-UO Trans 68

70 Curvas características de entrada en emisor común
Curvas de entrada iB[A] vBE[V] -0,6 -100 vCE=-5V Referencias normalizadas vBE + - iC iB vCE vCE=0 vCE=-10V Para una determinada tensión vBE, la corriente de base decrece con la tensión inversa aplicada entre colector y emisor (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo Cuando vBE=0 y vCB<<-VT, la corriente de base es ligeramente positiva (aplicando el modelo de Ebers-Moll). Es un detalle no muy importante ATE-UO Trans 69

71 Curvas características de salida en emisor común
iC [mA] vCE [V] -40 -20 -4 -2 -6 Curvas de salida Referencias normalizadas vBE + - iC iB vCE iB=-400A iB=-300A iB=-200A iB=-100A -IEC0 =IC0·(1+bF) iB=0A En zona activa, se comporta como una fuente de corriente, como ocurría en base común, pero con un comportamiento algo menos ideal Muy importante ATE-UO Trans 70

72 Zonas de trabajo en emisor común
Referencias normalizadas vBE + - iC iB vCE iB=0A iB=-100A iB=-200A iB=-300A iB=-400A iC [mA] vCE [V] -40 -20 -4 -2 -6 Curvas de salida Saturación Zona Activa Corte Muy, muy importante ATE-UO Trans 71

73 Análisis gráfico en emisor común
-iC [mA] -vCE [V] 40 20 4 2 6 -iC -iB R=200W V2=6V V1 -vCE + - -iB=400A -iB=300A Recta de carga -iB=200A -iB=100A iB=0A -iB = 0 Þ -iC » 0 Þ -vCE » 6V Þ Corte -iB = 100mA Þ -iC » 10mA Þ -vCE » 4V Þ Zona activa -iB = 200mA Þ -iC » 20mA Þ -vCE » 2V Þ Zona activa -iB = 300mA Þ -iC » 30mA Þ -vCE » 0,4V Þ Saturación -iB = 400mA Þ -iC » 30mA Þ -vCE » 0,4V Þ Saturación ATE-UO Trans 72

74 La corriente de colector como función de la corriente de base
iC iB Saturación Z. Activa Esta representación justifica en término “saturación” Corte Determinación del estado en zona activa o en saturación en circuitos Zona Activa: iC » iB·F Muy, muy importante Saturación: iC < iB·F ATE-UO Trans 73

75 El transistor bipolar ideal
Curvas de salida Curvas de entrada Unión PN ideal iC vCE iC4 iC3 iC2 iC1 = Cte. iB4 iB3 iB2 iB1 iB0 Muy importante Circuito equivalente B C E iE -iC -iB a·iE -b·iB Diodos ideales ATE-UO Trans 74

76 Análisis gráfico en emisor común con un transistor ideal
-iC [mA] -vCE [V] 40 30 20 10 2 4 6 -iC -iB R=200W V2=6V V1 -vCE + - 400mA 300mA 200mA -IB= 100mA -IB=0 -iB = 0 Þ -iC = 0 Þ -vCE = 6V Þ Corte -iB = 200mA Þ -iC = 20mA Þ -vCE = 2V Þ Z. activa -iB = 300mA Þ -iC = 30mA Þ -vCE = 0V Þ Saturación -iB = 400mA Þ -iC = 30mA Þ -vCE = 0V Þ Saturación ATE-UO Trans 75

77 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en zona activa
Como la unión emisor-base está directamente polarizada, se comporta como un corto Zona activa -iC b·(-iB) B C E (P) (N) R2 V2 R1 V1 Como vCB < 0, el diodo CB no puede conducir - + vCB Por tanto: -iC = b·(-iB) -iB Muy importante ATE-UO Trans 76

78 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en corte
Como vEB < 0, el diodo EB no puede conducir Corte -iC - + vCB b·(-iB) B C E (P) (N) R2 V2 R1 Como iB = 0, la fuente de corriente no conduce corriente Como vCB < 0, el diodo CB no puede conducir iB V1 Por tanto: iC = 0 Muy importante ATE-UO Trans 77

79 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común en saturación
Como la unión emisor-base está directamente polarizada, se comporta como un corto Saturación -iB -iC - + vCB b·(-iB) B C E (P) (N) R2 V2 R1 V1 Como b·(-iB) > V2/R2, el diodo CB conduce (se puede comprobar por Thévenin) Por tanto: vCB = 0, -iC = V2/R2 Muy importante ATE-UO Trans 78

80 Transistores NPN R R vCB < 0 vCB > 0 + + vCB vCB - -
Todo lo dicho para transistores PNP se aplica a los NPN sin más que: Mantener todos los tipos de polarización (directa o inversa) Cambiar los sentidos de todas las fuentes de tensión que hemos dibujado. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las tensiones Cambiar los sentidos de todas las circulaciones reales de corriente. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las corrientes PNP, z. activa iE -iB -iC - + vCB P N V1 R V2 NPN, z. activa -iE iB iC - + vCB N P V1 R V2 vCB < 0 -iC » aF·iE -iC » bF·(-iB) vCB > 0 iC » aF·(-iE) iC » bF·iB ATE-UO Trans 79

81 Resumen de las zonas de trabajo útiles con transistores NPN
Zona activa -iE iB iC - + vCB N P V1 R V2 Zona de corte -iE -iB iC - + vCB N P V1 R V2 Zona de saturación -iE iB iC - + vCB N P V1 R V2 vCB > 0 iC » aF·(-iE) iC » bF·iB iC » 0, iE » 0 y iB » 0 vCB < 0 (vCE » 0) iC » V2/R Muy, muy importante ATE-UO Trans 80

82 Curvas características en emisor común en un transistor NPN
Referencias normalizadas vBE + - iC iB vCE Curvas de entrada iB[A] vBE[V] 0,6 100 vCE=0 vCE=5V vCE=10V iB=0A iB= 100A iB= 200A iB= 300A iB= 400A iC [mA] vCE [V] 40 20 4 2 6 Curvas de salida Todas las magnitudes importantes son positivas ATE-UO Trans 81

83 Modelo de Ebers-Moll para un transistor NPN
Corrientes positivas entrantes en el transistor Tensiones positivas si polarizan directamente las uniones B C E iE iC iB vBE vBC iF iR aR·iR aF·iF NPN Ecuaciones de un NPN: iE = -iF + iR·aR iC = -iR + iF·aF iF = (IS/aF)·(evBE/VT-1) iR = (IS/aR)·(evBC/VT-1) vEB iF vCB iR aR·iR aF·iF B E iE iB C iC PNP Ecuaciones de un PNP: iE = iF - iR·aR iC = iR - iF·aF iF = (IS/aF)·(evEB/VT-1) iR = (IS/aR)·(evCB/VT-1) ATE-UO Trans 82

84 Circuitos equivalentes idealizados para un transistor NPN
B C E -iE iC iB a·(-iE) b·iB NPN Diodos ideales B C E iE -iC -iB a·iE -b·iB PNP Diodos ideales ATE-UO Trans 83

85 Encapsulado de transistores
TO-126 (SOT-32) BD135 (NPN) BD136 (PNP) Encapsulado TO-220 MJE13008 (NPN) IRF840 (MOSFET, N) BDX53C (Darlington) Encapsulado TO-92 BC548 (NPN) BC558 (PNP) Encapsulado TO-3 2N3055 (NPN) BU326 (NPN) ATE-UO Trans 84

86 Forma real de los transistores
Antiguo transistor PNP de aleación E C B N- P P+ Transistor NPN plano de doble difusión N+ N P- E B C SiO2 ATE-UO Trans 85

87 RB Resistencia de base B E C B
Parte que realmente actúa como transistor P+ P N- E B C Existe una resistencia alta (relativamente) al estar la base poco dopada. Le llamamos RB vEB iF vCB iR aR·iR aF·iF B E iE iB C iC PNP Modelo de Ebers-Moll modificado B RB ATE-UO Trans 86

88 Efectos dinámicos en los transistores (I)
Como en el caso de las uniones PN en general, se caracterizan como: Capacidades parásitas (aplicaciones lineales) Tiempos de conmutación (en conmutación) El tiempo más largo es el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS Transistor saturado Concentración nC nE P+ P N- pB (sat.) Para cortar el transistor hay que eliminar todo este exceso de portadores pB corte Transistor cortado ATE-UO Trans 87

89 Efectos dinámicos en los transistores (II)
¿Cómo disminuir el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS? a) No dejando que el transistor se sature muy intensamente (que quede en el límite zona activa-saturación) b) Extrayendo los minoritarios de la base polarizando inversamente la unión base emisor pB (lim.) pB (sat.) Situación menos deseable (muy saturado) Situación más deseable (en el límite) (desde en punto de vista de la rapidez) ATE-UO Trans 88

90 Efectos dinámicos en los transistores (III)
Circuitos de “antisaturación”: El transistor se queda en el límite entre saturación y zona activa - + vCB N P R2 V2 V1 R1 Con diodo Schottky - + vCB N P R2 V2 V1 R1 Con 3 diodos Estos diodos impiden la polarización directa de la unión CB ATE-UO Trans 89

91 + - Efectos dinámicos en los transistores (IV) R2 R1 R2 V2 V1 + vBE -
Circuito con extracción lenta de los minoritarios de la base N P R2 V2 V1 R1 Saturación »Corte - + vBE Circuito para la extracción rápida de los minoritarios de la base N P R2 V2 V1 R1/2 C1 - + vBE + - Saturación Esta corriente es la de eliminación de los minoritarios de la base Corte ATE-UO Trans 90

92 Fototransistores y fotoacopladores
Símbolo Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base. R2 V2 + iC N P R2 V2 Fotodetector iC Optoacoplador LED F.T. iLED iC/iLED » 1-0,2 Muy importante ATE-UO Trans 91

93 Estructura de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (canal N)
Fuente (S) Drenador (D) JFET (canal N) Símbolo G D S Puerta (G) JFET (canal P) Símbolo G D S canal P G D S canal N Otros símbolos ATE-UO Trans 92

94 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (I)
Puerta (G) Drenador (D) Fuente (S) Zona de transición en zona poco dopada Þ ancha Zona de transición en zona muy dopada Þ estrecha ATE-UO Trans 93

95 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (II)
G S P+ D V2 > V1 V1 Según aumenta la tensión drenador-fuente, aumenta la resistencia del canal, ya que aumenta la zona de transición, que es una zona de pocos portadores ATE-UO Trans 94

96 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFETs (III)
iD Evolución si la resistencia no cambiara con la tensión G D S + - vDS iD vDS V1 V2 Evolución real en un JFET (la resistencia cambia con la tensión aplicada) ATE-UO Trans 95

97 Principio de funcionamiento de los JFETs (IV)
G S P+ D VPO + - + - vDS V2 V3 > V2 Si se aumenta más la tensión drenador-fuente, la zona de transición llega a dejar una parte del canal con muy pocos portadores. La corriente de drenador no cesa (si cesara no se formaría el perfil de zona de transición que provoca esta situación). La tensión vDS a la que se produce la contracción total del canal recibe el nombre de tensión de contracción (“pinch-off”), VPO vDS = V3 = VPO ATE-UO Trans 96

98 Principio de funcionamiento de los JFET (V)
G S D N- P+ V4 > V3 (V3 = VPO) LZTC LC + - vDS V3 Si se aumenta la tensión drenador-fuente por encima de VPO, va aumentando la parte del canal que ha quedado con muy pocos portadores, LZTC (longitud de la zona de transición en el canal). Sin embargo, el aumento de LZTC al aumentar vDS es pequeño comparado con la longitud del canal, LC (hipótesis de “canal largo”) ATE-UO Trans 97

99 Principio de funcionamiento de los JFET (VI)
G S D P+ N- + - vDS VPO’ + - V5-VPO’ LZTC’ V5 > V4 V4 VPO + - V4-VPO LZTC Si el canal es “largo”, el perfil de la zona de transición en la parte no contraída del canal no cambia casi, luego VPO’ » VPO (ya que la tensión en esta zona es quien determina su forma) y además no cambia casi su resistencia (por la misma razón) Luego la corriente (tensión/resistencia) es constante cuando vDS > VPO El aumento de tensión se localiza en la zona LZTC’ ATE-UO Trans 98

100 Resumen del principio de funcionamiento de los JFET cuando vGS = 0
vDS=0 Comportamiento resistivo iD vDS Comportamiento como fuente de corriente vDS=V1 V1 vDS=V5 V5 vDS= V3 (V3=VPO) V3=VPO vDS=V4 V4 vDS=V2 V2 ATE-UO Trans 99

101 ¿Qué pasa si vGS ¹ 0? + + - - »vDS + + »VPO - + - -
V3=VPO »VPO + - Con vGS=0, la contracción ocurre cuando vDS = V3 = VPO vDS + - El canal es siempre más estrecho, al estar polarizado más inversamente Þ mayor resistencia y menores corrientes G S P+ D V3’ vDS + - vGS + - VG1 »VPO + - »vDS Con vGS¹0, la contracción se produce cuando: vDS = V3’ = VPO + vGS = VPO - VG1 Es decir: vDS < V3 Cuando vGS < 0, la corriente que circula es menor y la contracción se produce a una vDS menor ATE-UO Trans 100

102 Curvas características de un JFET (canal N)
G D S + - vDS iD vGS Referencias normalizadas iD [mA] vDS [V] 4 2 6 Curvas de salida vGS = 0V Contracción del canal vGS = -0,5V vGS = -1V vGS = -1,5V Curvas de entrada: No tienen interés (unión polarizada inversamente) vGS = -2V Llamamos vDSPO a la tensión de drenador a la que se produce la contracción del canal Siempre se cumple : vDSPO = VPO + vGS Muy importante ATE-UO Trans 101

103 Determinación formal de la tensión VPO
G S P+ D VG1 vGS + - Cortocircuitamos el drenador y la fuente y aplicamos tensión entre puerta y fuente Cuando vGS alcanza un valor negativo suficientemente grande, la zona de transición invade totalmente el canal. Este valor es el de contracción del canal, VPO VG2 vGS + - G S P+ D = -VPO VG1 < ATE-UO Trans 102

104 Análisis gráfico de un JFET en fuente común
vDS [V] iD [mA] 4 2 8 12 G D S + - vDS iD vGS 2,5KW 10V vGS = 0V vGS = -0,5V Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente vGS = -1V vGS = -1,5V vGS = -2V vGS = -2,5V Comportamiento como circuito abierto VGS = 0V > -0,5V > -1V > -1,5V > -2V > -2,5V Muy importante ATE-UO Trans 103

105 También se conoce la tensión de contracción del canal, VPO
Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) IDPO_0 Partimos de conocer el valor de la corriente de drenador cuando vGS = 0 y el canal está contraído, IDPO_0 vDS [V] iD [mA] 4 2 8 12 vGS = -2V vGS = -1,5V vGS = -1V vGS = -0,5V vGS = 0V vGS = -VPO También se conoce la tensión de contracción del canal, VPO Ecuación ya conocida: vDSPO = VPO + vGS Ecuación no demostrada: iDPO » IDPO_0·(1 + vGS/VPO)2 iDPO Muy importante ATE-UO Trans 104

106 Comparación entre BJTs y JFETs (I)
iD iC + - vBE vGS G (P) D S V1 R V2 N B (P) C (N) E (N) Muy importante iB iG » 0 En ambos casos, las tensiones de entrada (vBE y vGS) determinan las corrientes de salida (iC e iD) En zona de comportamiento como fuente de corriente, es útil relacionar corrientes de salida y entrada (transistor bipolar) o corriente de salida con tensión de entrada (JFET) La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar es mucho más pequeña en el caso del JFET (la corriente es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal) ATE-UO Trans 105

107 Comparación entre BJTs y JFETs (II)
Corriente de electrones en todo el dispositivo (transistor unipolar) G S P+ D vGS + - V1 V2 vDS Muy importante El JFET es más rápido al ser un dispositivo unipolar (conducción no determinada por la concentración de minoritarios) El JFET puede usarse como resistencia controlada por tensión, ya que tiene una zona de trabajo con característica resistiva Para conseguir un comportamiento tipo “cortocircuito” hay que colocar muchas celdas en paralelo ATE-UO Trans 106

108 Estructura real de un JFET de canal N
G P+ N- SiO2 N+ Contactos metálicos Canal N Uso de un JFET de canal P G (N) D S V1 R V2 P -iD - vGS + iG » 0 Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo ATE-UO Trans 107

109 Los transistores de efecto de campo de unión metal-semiconductor, MESFET
Contacto rectificador (Schottky) VDS ID VGS<0 VGS = 0 VGS > 0 D S G N+ N- GaAs Contactos óhmicos GaAs aislante G Pequeña polarización directa GS G Tensión GS nula G Polarización inversa GS, zona resistiva G Polarización inversa GS, zona f. de corriente ATE-UO Trans 108

110 Los transistores de efecto de campo de metal-óxido-semiconductor, MOSFET
Estructura Nombre Contactos metálicos Metal Metal SiO2 G S D D S G + P- Substrato N+ Óxido Semiconductor G D S MOSFET de enriquecimiento de canal P Símbolo Símbolo MOSFET de enriquecimiento (acumulación) de canal N G D S Substrato ATE-UO Trans 109

111 Principios de operación de los MOSFET (I)
ATE-UO Trans 110 G D S + P- Substrato N+ V1 Zona de transición (con carga espacial) + Se empieza a formar una capa de electrones (minoritarios del substrato) ++ ++ G D S + P- Substrato N+ V2 > V1 -

112 Principios de operación de los MOSFET (II)
V3 = V TH > V2 G D S + P- Substrato N+ Esta capa de minoritarios es llamada “capa de inversión” Esta capa es una zona de transición (no tiene casi portadores de carga) Cuando la concentración de los electrones en la capa formada es igual a la concentración de los huecos de la zona del substrato alejada de la puerta, diremos formalmente que empieza la inversión Por tanto, se ha creado artificialmente una zona N tan dopada como la zona P del substrato La tensión a la que esto ocurre es llamada “tensión umbral” (“threshold voltage”), VTH ATE-UO Trans 111

113 Principios de operación de los MOSFET (III)
V4 > V TH G D S P P- Substrato N+ Situación con tensión mayor que la de umbral vDS iD vGS G D S P- Substrato N+ Conectamos la fuente al substrato Conectamos una fuente de tensión entre los terminales fuente y drenador ¿Cómo es la corriente de drenador iD? ATE-UO Trans 112

114 Principios de operación de los MOSFET (IV)
vGS G D S P- Substrato N+ vDS » 0 iD » 0 Principios de operación de los MOSFET (IV) Existe un canal entre drenador y fuente constituido por la capa de inversión que se ha formado Con tensiones vDS pequeñas (<<vGS), el canal es uniforme vGS G D S P- Substrato N+ vDS = vDS1 > 0 iD El canal se empieza a contraer según aumenta la tensión vDS La situación es semejante a la que se da en un JFET ATE-UO Trans 113

115 Principios de operación de los MOSFET (V)
vGS G D S P- Substrato N+ vDS2 = vDSPO > vDS1 iD El canal formado se contrae totalmente cuando vDS = vDSPO vGS G D S P- Substrato N+ vDS3 > vDSPO iD Cuando vDS > vDSPO, el MOSFET se comporta como una fuente de corriente (como en el caso de los JFET) ATE-UO Trans 114

116 Principios de operación de los MOSFET (VI)
G D S P- Substrato N+ iD» 0 vDS2 > vDS1 vDS1 G D S P- Substrato N+ iD» 0 Si vGS = 0, la corriente de drenador es prácticamente nula (iD » 0) En general, si vGS < VTH, no hay casi canal formado y, por tanto, no hay casi corriente de drenador ATE-UO Trans 115

117 Curvas características de un MOSFET de enriquecimiento de canal N
Referencias normalizadas + - vDS iD vGS G D S iD [mA] vDS [V] 4 2 6 Curvas de salida vGS = 4,5V vGS = 4V vGS = 3,5V vGS = 3V Curvas de entrada: No tienen interés (puerta aislada del canal) vGS = 2,5V vGS < VTH = 2V Muy importante ATE-UO Trans 116

118 Análisis gráfico de un MOSFET en fuente común
vDS [V] iD [mA] 4 2 8 12 + - vDS iD vGS 2,5KW 10V G D S vGS = 4,5V vGS = 4V Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente vGS = 3,5V vGS = 3V vGS = 2,5V vGS < VTH = 2V Comportamiento como circuito abierto VGS = 0V < 2,5V < 3V < 3,5V < 4V < 4,5V Muy importante ATE-UO Trans 117

119 Los MOSFET de deplexión (I)
G D S + P- Substrato N+ N- Existe canal sin necesidad de aplicar tensión a la puerta. Se podrá establecer circulación de corriente entre drenador y fuente sin necesidad de colocar tensión positiva en la puerta V1 G D S + P- Substrato N+ N- - vGS vGS = V1 Modo ACUMULACIÓN: Al colocar tensión positiva en la puerta con relación al canal, se refuerza el canal con más electrones procedentes del substrato. El canal podrá conducir más ATE-UO Trans 118

120 Los MOSFET de deplexión (II)
G D S + P- Substrato N+ N- V1 + - VGS VGS = -V1 Operación en modo DEPLEXIÓN: Se debilita el canal al colocar tensión negativa en la puerta con relación al substrato. El canal podrá conducir menos corriente ATE-UO Trans 119

121 Los MOSFET de deplexión (III)
Cuando se aplica tensión entre drenador y fuente se empieza a contraer el canal, como ocurre en los otros tipos de FET ya estudiados Esto ocurre en ambos modos de operación vDS iD V1 G D S + P- Substrato N+ N- + + VGS = -V1 Modo deplexión vDS iD V1 G D S + P- Substrato N+ N- - - VGS = V1 Modo acumulación ATE-UO Trans 120

122 MOSFETs de enriquecimiento
Comparación entre las curvas características de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión iD [mA] vDS [V] 4 2 6 vGS < VTH = 2V vGS = 2,5V vGS = 3V vGS = 3,5V vGS = 4V vGS = 4,5V MOSFETs de enriquecimiento Muy importante MOSFETs de deplexión iD [mA] vDS [V] 4 2 6 vGS < -1,5V vGS = -1V vGS = -0,5V vGS = 0V vGS = 0,5V vGS = 1V Modo acumulación Modo deplexión ATE-UO Trans 121

123 Comparación entre los símbolos de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión con ambos tipos de canal Canal N G D S Tipo enriquecimiento G D S Tipo deplexión Canal P D Tipo enriquecimiento G S G D S Tipo deplexión ATE-UO Trans 122

124 Comparación de los circuitos de polarización para trabajar en zona resistiva o en zona de fuente de corriente con MOSFET de ambos tipos de canal + - vDS iD vGS R V2 G D S V1 Canal N + - vDS -iD vGS R V2 G D S V1 Canal P Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo ATE-UO Trans 123

125 Comparación entre transistores JFET y MOSFET
iD + - vGS R V2 G D S V1 MOSFET, canal N iG = 0 G D S V1 R V2 iD - vGS + iG » 0 JFET, canal N La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar estáticamente en un MOSFET es cero. Por tanto, la corriente iG es más pequeña aún que en el caso del JFET (que es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal) La tensiones V1 y V2 comparten terminales del mismo signo en el caso del MOSFET. Esto facilita el control Muy importante ATE-UO Trans 124

126 Precauciones en el uso de transistores MOSFET
G D S + P- Substrato N+ El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento ATE-UO Trans 125

127 Objetivos generales de la polarización de transistores
Conseguir que las tensiones entre los terminales y las corrientes por dichos terminales tengan unos valores concretos Estos valores son función de la aplicación Normalmente se trata de que los transistores estén en zona activa Los circuitos de polarización deben minimizar el número de fuentes de tensión a usar Los circuitos de polarización cambian con el tipo de transistor a usar (JBT, JFET, MOSFET, etc.) Los circuitos de polarización de transistores complementarios (PNP frente a NPN, canal P frente a canal N) se obtienen invirtiendo la conexión de la fuente de tensión (si existen varias, de todas ellas) ATE-UO Trans 126

128 Circuito básico de polarización de transistores bipolares (BJTs)
V1 V2 RB1 iC_pt iB_pt - + vBE_pt vCE_pt Conseguimos tensiones y corrientes vBE_pt, vCE_pt, iB_pt y iC_pt, pero necesitamos dos fuentes de alimentación por cada transistor RC V2 RB iC_pt iB_pt - + vBE_pt vCE_pt Conseguimos las mismas tensiones y corrientes pero necesitamos una única fuentes de alimentación por cada transistor Si hay varios transistores, esta fuente vale para todos Es el circuito de polarización fija ATE-UO Trans 127

129 Circuito de polarización fija con BJTs (I)
Ecuaciones iB = (VCC - vBE)/RB » (VCC - 0,6)/RB iB » (VCC - 0,6)/RB (si es de Si) iB » VCC/RB (si VCC >> 0,6V) iC » b·iB vCE = VCC - iC·Rc > 0 (nótese que vCE > 0 para zona activa) RC VCC RB iC iB - + vBE vCE b es la bF Problema: si la corriente de colector cambia con la temperatura, entonces cambia la tensión vCE Pero, ¿por qué puede cambiar la corriente de colector con la temperatura? Recuérdese: iC » IC0·(1+b) + iB·b (mejor aproximación) y IC0 es una corriente inversa (se duplica cada 10ºC de aumento de la temperatura de la unión) Por tanto: vCE » VCC – Rc·[IC0·(1+b) + iB·b] depende de la temperatura ATE-UO Trans 128

130 Circuito de polarización fija con BJTs (II)
Resultado: vCE » VCC - Rc·[IC0·(1+b) + iB·b] RC VCC RB iC iB - + vBE vCE Aumenta la temperatura Þ aumenta IC0 Aumenta IC0 Þ disminuye la vCE Disminuye la vCE Þ se puede modificar sustancialmente el punto de trabajo Incluso podría llegar a las proximidades de saturación Para poder compensar los aumentos del término IC0·(1+b) hay que actuar sobre el término iB·b Esto da origen a otros tipos más elaborados de polarización Curvas de salida en EC iC vCE T3 T2 T1 ATE-UO Trans 129

131 ¡El proceso puede acabar en la destrucción del transistor!
Embalamiento térmico en circuitos de polarización fija con BJTs Aumenta la temperatura por disipación de potencia en el propio transistor Þ aumenta IC0 Þ aumenta iC En el nuevo punto de trabajo implica mayor potencia disipada (hipérbola más alejada del origen) Þ Aumenta la temperatura Curvas de salida en EC iC vCE Hipérbola equilátera de potencia constante Círculo “vicioso”: Vuelve a aumentar IC0 Þ Vuelve a aumentar iC Þ Vuelve a aumentar la potencia disipada Vuelve a aumentar la temperatura T3 T2 T1 ¡El proceso puede acabar en la destrucción del transistor! ATE-UO Trans 130

132 Valoración de la estabilidad térmica
Vamos a definir un parámetro para la valoración de la estabilidad del punto de funcionamiento en transistores bipolares: s = (diC)/(dIC0) El parámetro “s” recibe el nombre “factor de estabilidad”. Cuanto menor es, mayor es la estabilidad del circuito frente a variaciones térmicas Cálculo del factor de estabilidad en un circuito de polarización fija: iC = IC0·(1+b) + iB·b s = (diC)/(dIC0) = 1+b RC VCC RB iC iB - + vBE vCE Es un valor alto de “s”, por lo que el circuito es poco estable térmicamente ATE-UO Trans 131

133 Circuito de polarización colector-base de BJTs (I)
Ecuaciones iB = (vCE - vBE)/RB » (vCE - 0,6)/RB (si es de Si) vCE = VCC - (iC + iB)·Rc iC = IC0·(1+b) + iB·b Despejando iC se obtiene: RC VCC RB iC iB - + vBE vCE iC+iB (VCC - 0,6)·b + (RC + RB)·(1+b)·IC0 RB + RC·(1+b) iC = Cálculo del factor de estabilidad : (RC + RB)·(1+b) RB + RC·(1+b) s = (diC)/(dIC0) = El valor de “s” es menor que en el caso de polarización fija, por lo que el circuito es más estable térmicamente ATE-UO Trans 132

134 Circuito de polarización colector-base de BJTs (II)
(RC + RB)·(1+b) RB + RC·(1+b) s = RC VCC RB iC iB - + vBE vCE iC+iB Si RC·(1+b) << RB, entonces s  1+b, que es un diseño incorrecto Si RC >> RB, entonces s  1, que es un diseño deseable desde el punto de vista de la estabilidad térmica, pero incorrecto desde el punto de vista de la aplicación Los diseños normales se hacen con valores de “s” de unas pocas unidades (entre 3 y 6). En estas circunstancias y con valores grandes de b, resulta: RB » RC·(s-1) ATE-UO Trans 133

135 Circuito de polarización colector-base de BJTs (III)
Mecanismo físico de la tendencia a estabilizar el punto de funcionamiento: RC VCC RB iC iB - + vCE iC+iB vRC Aumenta la temperatura Þ aumenta IC0 Þ aumenta iC Al aumentar iC Þ aumenta vRC Þ disminuye vCE Al disminuir vCE Þ disminuye iB Al disminuir iB Þ disminuye iC Se establecen mecanismos semejantes para estabilizar el punto de funcionamiento frente a cambios en la b o en VCC Luego un aumento de iC acaba provocando una disminución de iC que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la corriente de base ATE-UO Trans 134

136 El diseño no es muy flexible
Proceso de diseño de un circuito de polarización colector-base de BJTs Datos de partida: VCC, b y el punto de trabajo (vCE y iC) Ecuaciones aproximadas (JBT de Si): iB = (vCE - 0,6)/RB vCE = VCC - (iC + iB)·RC iC = iB·b Datos obtenidos: iB, RB y RC El valor de “s” vendrá ya dado: RC VCC RB iC iB - + vBE vCE iC+iB (RC + RB)·(1+b) RB + RC·(1+b) s = El diseño no es muy flexible s » (RC + RB)/RC ATE-UO Trans 135

137 Circuito de polarización automática de BJTs (I)
Es un circuito de comportamiento semejante al de polarización colector-base, pero que da más flexibilidad de adaptación a las aplicaciones reales debido a que ningún terminal del transistor está unido a un extremo de la fuente de alimentación Para su estudio, hacemos la siguiente transformación RC VCC RB1 iC iB - + vBE vCE vRE RE RB2 RC VCC RB1 iC iB - + vBE vCE vRE RE RB2 ATE-UO Trans 136

138 Circuito de polarización automática de BJTs (II)
Ahora calculamos el equivalente Thévenin en esta parte del circuito: RC VCC RB iC iB - + vBE vCE vRE RE VB iC+iB RC VCC RB1 iC iB - + vBE vCE vRE RE RB2 RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2) VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)] ATE-UO Trans 137

139 Circuito de polarización automática de BJTs (III)
VCC RB iC iB - + vBE vCE vRE RE VB iC+iB Ecuaciones VB = iB·RB + vBE + (iC + iB)·RE » VB = iB·RB + 0,6 + (iC + iB)·RE (si es de Si) vCE = VCC - iC·RC - (iC + iB)·RE iC = IC0·(1+b) + iB·b Despejando iC se obtiene: (VB - 0,6)·b + (RE + RB)·(1+b)·IC0 RB + RE·(1+b) iC = RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2) VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)] Cálculo del factor de estabilidad : El valor de “s” coincide con el de la polarización colector-base, cambiando RC por RE (RE + RB)·(1+b) RB + RE·(1+b) s = (diC)/(dIC0) = ATE-UO Trans 138

140 Circuito de polarización automática de BJTs (IV)
(RE + RB)·(1+b) RB + RE·(1+b) s = RC VCC RB1 iC iB - + vBE vCE vRE RE RB2 Si RE·(1+b) << RB, entonces s  1+b, que es un diseño incorrecto Si RE >> RB, entonces s  1, que es un diseño deseable desde el punto de vista de la estabilidad térmica, pero incorrecto desde el punto de vista de la aplicación Los diseños normales se hacen con valores de “s” de unas pocas unidades (entre 3 y 6). En estas circunstancias y con valores grandes de b, resulta: RB » RE·(s-1) RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2) VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)] ATE-UO Trans 139

141 Circuito de polarización automática de BJTs (V)
Mecanismo de estabilización RC VCC RB iC iB - + vBE vCE vRE RE VB iC+iB Aumenta la temperatura Þ aumenta IC0 Þ aumenta iC Al aumentar iC Þ aumenta vRE Þ disminuye RB·iB Al disminuir RB·iB Þ disminuye iB Al disminuir iB Þ disminuye iC Se establecen mecanismos semejantes frente a cambios en la b o en VCC Luego un aumento de iC acaba provocando una disminución de iC que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la corriente de base Es un mecanismo semejante al de estabilización en el caso de la polarización colector-base ATE-UO Trans 140

142 Proceso de diseño de un circuito de polarización automática de BJTs
Datos de partida: VCC, b, s y el punto de trabajo (vCE y iC) Ecuaciones aproximadas (JBT de Si): VB = RB·iB + 0,6 + (iC + iB)·RE VCC = RC·iC + vCE + (iC + iB)·RE iC = iB·b RB = RE·(s-1) Grado de libertad: Fijamos una de las resistencias (por ejemplo RB). Esta elección tiene que dar soluciones aceptables para RE y RC Datos obtenidos: VB, iB, RE y RC RC VCC RB iC iB - + vBE vCE vRE RE VB iC+iB Las resistencias RB1 y RB2 se obtiene resolviendo: RB = (RB1·RB2)/(RB1 + RB2) VB = VCC·[RB2/(RB1 + RB2)] ATE-UO Trans 141

143 Los mismos circuitos de polarización, pero con BJTs tipo PNP
VCC RB Circuito de polarización fija RC VCC RB Circuito de polarización colector-base RC VCC RB1 RE RB2 Circuito de polarización automática Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación ATE-UO Trans 142

144 Circuito básico de polarización de JFETs (I)
RD iD_pt iG=0 - + vGS_pt vDS_pt G D S V1 V2 Conseguimos tensiones y corrientes vGS_pt, vDS_pt y iD_pt, pero necesitamos dos fuentes de alimentación por cada transistor, que además no comparten terminal de igual signo Introducimos RG y realizamos transformaciones RD iD_pt iG=0 - + vG=0 vDS_pt G D S V1 V2 vGS_pt RG RD iD_pt iG=0 - + vG=0 vDS_pt G D S V1 V2+V1 vGS_pt RG ATE-UO Trans 143

145 Circuito básico de polarización de JFETs (II)
RD iD_pt iG=0 - + vG=0 vDS_pt G D S V1 VCC vGS_pt RG Polarización fija RD iD_pt iG=0 - + vG=0 vDS_pt G D S V1 V2+V1 vGS_pt RG RD iD_pt iG=0 - + vG=0 vDS_pt G D S RS VCC vGS_pt RG Polarización automática ATE-UO Trans 144

146 Circuito de polarización fija de JFETs
RD iD iG=0 - + vG=0 vDS G D S V1 VCC vGS RG RD iD iG=0 - + vG=0 vDS G D S V1 VCC vGS RG La tensión puerta-fuente está fijada por la tensión del diodo zener (o por el conjunto de diodos) : vGS = -V1 No existe mecanismo corrector de posibles cambios de iD y/o vDS por efecto de la temperatura (¡ojo, la dependencia con la temperatura es distinta que en los BJTs!), VCC y los parámetros del JFET (IDPO_0 y VPO) ATE-UO Trans 145

147 Circuito de polarización automática de JFETs
RD iD iG=0 - + vG=0 vDS G D S RS VCC vGS RG -vGS La tensión puerta-fuente depende de la corriente de drenador (la corriente de fuente y de drenador coinciden) : vGS = -iD·RS El mecanismo corrector de posibles cambios de punto de trabajo se establece a través de -vGS: Si aumenta iD Þ aumenta -vGS Þ se contrae el canal Þ disminuye iD Recuérdese, que en zona de fuente de corriente: iD » ID_0·(1 + vGS/VPO)2 ATE-UO Trans 146

148 Proceso de diseño de un circuito de polarización automática de JTETs
Datos de partida: VCC, características del transistor (ID_0 y VPO) y el punto de trabajo (vDS y iD). Ecuaciones aproximadas : iD » ID_0·(1 + vGS/VPO)2 vGS = -iD·RS VCC = RD·iD + vDS + iD·RS Datos obtenidos: vGS, RS y RD RD iD iG=0 - + vG=0 vDS G D S RS VCC vGS RG -vGS ATE-UO Trans 147

149 Diseño gráfico de un circuito de polarización automática de JTETs
Los datos de partida son VCC, la curva característica del transistor y el punto de trabajo (vDS_pt y iD_pt) vDS iD vGS2 vGS1 vGS = 0V VCC/(RD + RS) VCC RD iD_pt - + vDS_pt G D S RS VCC RG -vGS_pt vGS_pt iD_pt Obtenemos vGS_pt por extrapolación Calculamos RS: RS = -vGS_pt/iD_pt ATE-UO Trans 148

150 Los mismos circuitos de polarización, pero con JFETs de canal P
Circuito de polarización automática RD G D S RS VCC RG Circuito de polarización fija RD G D S V1 VCC RG Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación ATE-UO Trans 149

151 Circuito básico de polarización de MOSFETs de acumulación
+ - vDS_pt iD_pt vGS_pt RD V2 G D S V1 Polarización fija + - vDS_pt iD_pt vGS_pt RD V2 G D S RG2 RG1 vGS_pt = V1 V1 debe ser mayor que la tensión umbral del MOSFET: V1 > VTH V1 = V2·[RG2/(RG1 + RG2)] No existe mecanismo corrector de posibles cambios del punto de trabajo por efecto de la temperatura, VCC y los parámetros del MOSFET ATE-UO Trans 150

152 Circuito de polarización de drenador para MOSFETs de acumulación
+ - vDS iD vGS RD VCC G D S RG2 RG1 iS=iD vRD Por alguna causa (cambios en la temperatura, en las características del transistor o VCC) Þ aumenta iD Al aumentar iD Þ aumenta vRD Þ disminuye vDS Al disminuir vDS Þ disminuye vGS Al disminuir vGS Þ disminuye iD Luego un aumento de iD acaba provocando una disminución de iD que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la tensión drenador-fuente, que determina la tensión puerta-fuente ATE-UO Trans 151

153 Circuito de polarización automática para MOSFETs de acumulación
+ - vDS iD vGS RD VCC G D S RG2 RG1 iS=iD RS vRS vRG2 Por alguna causa (cambios en la temperatura, en las características del transistor o VCC) Þ aumenta iD Al aumentar iD Þ aumenta vRS Þ disminuye vGS (nótese que vRG2 es constante) Al disminuir vGS Þ disminuye iD Existe mayor grado de libertad en le diseño que en el caso anterior Luego un aumento de iD acaba provocando una disminución de iD que tiende a contrarrestar el aumento inicial. El mecanismo de compensación se establece a través de la tensión en la resistencia de fuente, que determina la tensión puerta-fuente ATE-UO Trans 152

154 Polarización de drenador Polarización automática
Los mismos circuitos de polarización, pero con MOSFETs de acumulación de canal P RD VCC G D S RG2 RG1 Polarización de drenador RD VCC G D S RG2 RG1 RS Polarización automática RD VCC G D S RG2 RG1 Polarización fija Hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión. Como consecuencia, todas las corrientes cambiarán su sentido de circulación ATE-UO Trans 153

155 Circuitos básicos de polarización de MOSFETs de deplexión
Recuérdese que existen dos modos posibles de operación + - vDS_pt iD_pt vGS_pt RD V2 G D S V1 + - vDS_pt iD_pt vGS_pt RD V2 G D S V1 Modo acumulación Los circuitos de polarización son como los de los MOSFET de acumulación Modo deplexión Los circuitos de polarización son como los de los JFET ATE-UO Trans 154

156 Circuitos de polarización de MOSFETs de deplexión en modo acumulación
+ - vDS iD vGS RD VCC G D S RG2 RG1 Polarización fija + - vDS iD vGS RD VCC G D S RG2 RG1 RS vRS Polarización automática + - vDS iD vGS RD VCC G D S RG2 RG1 Polarización de drenador ATE-UO Trans 155

157 Circuitos de polarización de MOSFETs de deplexión en modo deplexión
Polarización automática + - vDS iD vGS RD VCC G D S RG RS vRS vG=0 Polarización fija + - vDS iD vGS RD VCC G D S RG vG=0 V1 vGS = - V1 vGS = vRS = - iD·RS ATE-UO Trans 156

158 Circuitos de polarización para MOSFETs de deplexión de canal P
Ejemplo con circuitos de polarización automática Para trabajo en modo acumulación RD VCC G D S RG2 RG1 RS RD VCC G D S RG RS Para trabajo en modo deplexión Como en los otros casos, hay que invertir los sentidos de las fuentes de tensión y se invierten las corrientes ATE-UO Trans 157

159 Introducción a los circuitos digitales
Son circuitos que trabajan, esencialmente, con dos niveles de tensión, que se asocian a las variables binarias “0 lógico” y “1 lógico” Sirven para procesar y almacenar información División de los circuitos digitales (complejidad creciente) Circuitos combinacionales (sin memoria) Circuitos secuenciales (con memoria) Asíncronos (sin reloj) Síncronos (con reloj) Circuitos de lógica cableada Circuitos de lógica programada (procesadores, mP, mC, DSPs, etc.) Los circuitos combinacionales más sencillos son las puertas lógicas ATE-UO Trans 158

160 Introducción a las puertas lógicas (I)
Tipos de puertas lógicas: Inversor: función lógica inversión Puerta Y (“and”): función lógica Y Puerta Y negada o no-Y (“nand”): función lógica Y invertida Puerta O (“or”): función lógica O Puerta O negada o no-O (“nor”): función lógica O invertida Puerta O exclusiva: función lógica O exclusiva Puerta O exclusiva negada: función lógica equivalencia - Inversor: Símbolo A S A S 1 Tabla de verdad ATE-UO Trans 159

161 Introducción a las puertas lógicas (II)
- Puerta Y (“and”) A B S 1 Símbolo A S B Tabla de verdad - Puerta no-Y (“nand”) A B S 1 Símbolo A S B Tabla de verdad Existen puertas de más de dos entradas ATE-UO Trans 160

162 Introducción a las puertas lógicas (III)
- Puerta O (“or”) Símbolo A S B A B S 1 Tabla de verdad - Puerta no-O (“nor”) Símbolo A S B A B S 1 Tabla de verdad Existen puertas de más de dos entradas ATE-UO Trans 161

163 Introducción a las puertas lógicas (IV)
- Puerta O exclusiva Símbolo A S B A B S 1 Tabla de verdad - Puerta O exclusiva negada (equivalencia) Símbolo A S B A B S 1 Tabla de verdad Existen puertas de más de dos entradas ATE-UO Trans 162

164 Tecnología de los circuitos digitales
Tipos de lógica: Lógica positiva: El “0 lógico” es una tensión cercana a 0 V El “1 lógico” es una tensión positiva (muy frecuentemente 5 V) Lógica negativa: El “0 lógico” es una tensión positiva El “1 lógico” es una tensión cercana a 0 V Concepto de familia lógica: Todos los circuitos lógicos tienen que “entenderse”, para lo cual su tecnología de construcción tiene que ser similar Esto da lugar a las “familias lógicas”: Basadas en transistores bipolares (ECL , I2L, TTL, etc.) Basadas en MOSFETs (CMOS, PMOS y NMOS) Realizaremos una introducción a estas familias lógicas ATE-UO Trans 163

165 Celda básica de la familia lógica TTL (“Transistor-Transistor Logic”)
Se basa en el transistor multiemisor N+ N P- E1 SiO2 E2 C B E3 P RC VCC = 5V RB - + vS vA vB Puerta “nand” TTL simplificada A S B Q1 Q2 E1 E2 C B E3 ATE-UO Trans 164

166 Operación de la puerta “nand” TTL simplificada (I)
RC VCC = 5V RB - + vS vA vB P N Q1 Q2 A S B iB1 A B S 1 iC2=0 -iE1 iC1=-iB2=0 Si A o B o ambas están conectadas a 0V entonces: En Q1 existe corriente de emisor -iE1 y de base iB1 Como iC1 = -iB2 y -iB2 = 0 (por ser la corriente de base saliente de Q2 con la unión colector-base polarizada inversamente), entonces iC1 = 0 Por tanto, iC1 < iB1·F1, lo que implica que Q1 está saturado Como -iB2 = 0, Q2 está cortado, por lo que iC2 = 0 Luego la salida S está a 5V, es decir, a “1 lógico” ATE-UO Trans 165

167 Operación de la puerta “nand” TTL simplificada (II)
RC VCC = 5V RB - + vS vA vB P N Q1 Q2 A S B iB1 A B S 1 iE1 iC2 -iC1=iB2 Si A y B están conectadas a 5V o “al aire” (que es equivalente en TTL): En Q1 existe corriente de base iB1 y de colector -iC1 ya que su unión colector-base está directamente polarizada Q1 trabaja como transistor inverso La corriente -iC1 = iB2 es suficientemente grande para saturar a Q2 (RB y RC han sido calculadas para conseguirlo) Como Q2 está saturado, la salida S está a 0V, es decir, a “0 lógico” ATE-UO Trans 166

168 La puerta “nand” TTL estándar
Estándar real (SN7400) RC 5V RB A S B Simplificada Etapa de salida “Totem-Pole” para aumentar la capacidad de dar corriente entrante y saliente en la salida Diodos para evitar tensiones negativas en las entradas ATE-UO Trans 167

169 La puerta “nand” TTL Schottky
Se utiliza el circuito de antisaturación basado en diodos Schottky para conseguir mayor rapidez Etapa de salida “Totem-Pole” - + vCB Símbolo Diodos de entrada N+ N P- E1 E2 C B P Realización física en un transistor de dos emisores Diodo Schottky SN74S00 ATE-UO Trans 168

170 La puerta “nand” TTL Schottky de bajo consumo
Resumen: SN7400: características estándar SN74S00 (Schottky): mayor rapidez y mayor consumo SN74LS00: rapidez estándar y bajo consumo SN74LS00 ATE-UO Trans 169

171 Inversor simplificado Puerta “nor” simplificada
Ejemplos de otras puertas TTL Inversor simplificado RC 5V RB A S SN7402 Puertas “nor” RC 5V RB A S B Puerta “nor” simplificada SN74S02 ATE-UO Trans 170

172 Celda básica de la familia lógica CMOS (“Complementary MOS”)
Se basa en el uso conjunto de MOSFET de acumulación de canal N y canal P La celda básica es el inversor CMOS VCC = 5V - 15V G D S A Q1 Q2 Canal N Canal P Inversor CMOS ATE-UO Trans 171

173 Operación del inversor CMOS
VCC G D S A Q1 Q2 Canal N Canal P Si A está conectada a 0V (“0 lógico”), entonces: En Q1 no se crea canal, por lo que no puede conducir, quedando cortado En Q2 sí se crea canal, por lo que puede conducir, comportándose como una resistencia Por tanto, la salida S está a la tensión VCC, es decir, a “1 lógico” VCC G D S A Q1 Q2 Canal N Canal P Si A está conectada a VCC (“1 lógico”) entonces: En Q1 sí se crea canal, por lo que puede conducir, comportándose como una resistencia En Q2 no se crea canal, por lo que no puede conducir, quedando cortado Por tanto, la salida S está a 0V, es decir, a “0 lógico” ATE-UO Trans 172

174 Puerta “nor” CMOS A VCC B VCC S Puerta “nor” CMOS Circuito equivalente
1 Puerta “nor” CMOS VCC G D S A Q1 Q2 B Q3 Q4 Puerta “nor” CMOS VCC Q1 Q2 Q3 Q4 S Circuito equivalente ATE-UO Trans 173

175 Operación de la puerta “nor” CMOS (I)
VCC G D S A Q1 Q2 B Q3 Q4 VCC Q1 Q2 Q3 Q4 S Si A o B o ambas están conectadas a VCC (“1 lógico”), entonces: En Q3 o en Q4 o en ambos se crea canal, por lo que puede/pueden conducir, comportándose como una o dos resistencias en paralelo En Q1 o en Q2 o en ambos no se crea canal, por lo que el conjunto (en serie) no puede conducir, comportándose como un circuito abierto Por tanto, la salida S está a la tensión 0V, es decir, a “0 lógico” ATE-UO Trans 174

176 Operación de la puerta “nor” CMOS (II)
VCC G D S A Q1 Q2 B Q3 Q4 VCC Q1 Q2 Q3 Q4 S Sólo si A y B están conectadas a 0V (“0 lógico”), entonces: Ni en Q3 ni en Q4 se crea canal, por lo que no pueden conducir, comportándose como circuitos abiertos En Q1 y en Q2 se crea canal, comportándose como dos resistencias en serie Por tanto, la salida S está a la tensión VCC, es decir, a “1 lógico” ATE-UO Trans 175

177 Puerta “nand” CMOS A VCC S VCC B Puerta “nand” CMOS
1 Puerta “nand” CMOS VCC G D S A Q1 Q2 B Q3 Q4 Circuito equivalente VCC Q1 Q2 Q3 Q4 S ATE-UO Trans 176

178 Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (I)
Frecuentemente, una salida se conecta a varias entradas Varias salidas no pueden conectarse entre sí, si la salida es “Totem pole” Varias salidas pueden conectarse entre sí, si las salidas son “de colector abierto” (o de drenador abierto) +VCC Con salida de colector abierto RC S1 S2 RC +VCC Con salida “Totem-Pole” S1 S2 ATE-UO Trans 177

179 Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (II)
Los niveles de tensión reales del “0 lógico” y del “1 lógico” se deterioran al conectar varias entradas a la misma salida Hay que definir dónde empiezan y dónde acaban los niveles de tensión asociados al “0 lógico” y del “1 lógico” VIL_max: Tensión máxima de entrada que se interpreta como “0 lógico” (0,8 V en TTL y 0,3·VCC en CMOS) VIH_min: Tensión mínima de entrada que se interpreta como “1 lógico” (2 V en TTL y 0,7·VCC en CMOS) VOL_max: Tensión máxima de salida cuando se pretende sacar un “0 lógico” (0,4 V en TTL y 0,01·VCC en CMOS) VOH_min: Tensión mínima de salida cuando se pretende sacar un “1 lógico” (2,4 V en TTL y 0,99·VCC en CMOS) Inmunidad al ruido en estado bajo: VIL_max - VOL_max Inmunidad al ruido en estado alto: VOH_min - VIH_mim ATE-UO Trans 178

180 Aspectos tecnológicos de las puertas lógicas (III)
Las entradas de las puertas consumen corriente (sobre todo en familias lógicas bipolares, como TTL) Estas corrientes dependen del nivel lógico Como es finita la capacidad de dar corriente de una salida manteniendo el nivel de tensión en un valor adecuado, entonces el número de entradas a conectar a una salida también es finito El número máximo de estas entradas es el “fan-out” de la familia lógica iI 3·iI - + vS Por ejemplo, en la TTL: En estado bajo, con vS = 0,4 V: iI = iIL = -1,6 mA En estado alto, con vS = 2,4 V: iI = iIH = 0,04 mA La corriente máxima de salida en estado bajo, con vS = 0,4 V es iO = iOL = 16 mA La corriente máxima de salida en estado alto, con vS = 2,4 V es iO = iOH = -0,4 mA Por tanto, el “fan-out” de la familia lógica TTL es 10, ya que 16/1,6 = 10 y 0,4/0,04 =10 iI ATE-UO Trans 179