TEMA 2 Dispositivos semiconductores de potencia

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Lección 3: Introducción Lección 4: El diodo de potencia Lección 5: Los transistores de potencia Lección 6: El rectificador controlado de silicio (SCR)

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Lección 5: El transistor de potencia 5.1 El transistor bipolar de potencia. 5.1.1 Estructura de un transistor bipolar de potencia. 5.1.2 Características estáticas del transistor bipolar. 5.1.3 Características dinámicas del transistor bipolar. 5.1.4 Dispositivos Darlington. 5.2 El transistor de efecto de campo de potencia. 5.2.1 Estructura de un MOSFET de potencia. 5.2.2 Características estáticas. 5.2.3 Características dinámicas. 5.2.4 Cálculo de pérdidas. 5.2.5 Circuitos de gobierno de puertas. 5.2.6 Encapsulado y datos de catálogo de fabricantes. 5.3 El transistor de potencia bipolar de puerta aislada (IGBT). 5.3.1 Estructura interna y circuito equivalente. 5.3.2 Características estáticas. 5.3.3 Características dinámicas. 5.3.4 Encapsuldos y datos de los fabricantes.

Lección 5: El transistor de potencia
5.1 El transistor bipolar de potencia EMISOR BASE SÍMBOLO NPN PNP COLECTOR COLECTOR 10µm N+ EM. EMISOR EMISOR 5-20µm P BASE iC iC 1016 át/cm2 50-200µm iB iB N- COLECTOR 1014 át/cm2 BASE uCE BASE uCE 250µm N+ COLECTOR uBE 1019 át/cm2 iE uBE iE EMISOR EMISOR COLECTOR DISEÑO: Especificar DOPADOS y ESPESORES (p.ej.: el espesor de la capa N- determina la tensión de ruptura) Base de pequeño espesor → aumenta β Base de pequeño espesor → menor tensión de ruptura montaje darlington Estructura vertical → maximiza el área de conducción → minimiza res. óhmica y térmica Presentan varias bases y emisores entrelazados, para evitar la concentración de corriente.

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características estáticas ic ibMAX Ic PMAX SATURACIÓN ib2 Vce0 ZONA ACTIVA ib1 ib=0 uce CORTE BVSUS: Máxima VCE sostenible con IC apreciable. VCE0: uCE de ruptura con la base abierta (IB=0) IC: Corriente máxima de colector PMAX: máxima potencia capaz de ser disipada por el transistor. Las zonas de avalancha deben evitarse.

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características estáticas Avalancha secundaria La corriente de base provoca caídas de tensión interna en la zona de base que se suman a la tensión externa entre emisor y colector. Esta tensión es mayor cuanto menor sea β La concentración de corrientes provoca sobrecalentamientos localizados que desembocan en avalancha secundaria cuando IC es grande. Para minimizar este fenómeno los transistores de potencia tienen varias bases y emisores entrelazados. - - - - - - - - - - - - - - - - -

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características estáticas Avalancha secundaria La corriente de base provoca caídas de tensión interna en la zona de base que se suman a la tensión externa entre emisor y colector. Esta tensión es mayor cuanto menor sea β La concentración de corrientes provoca sobrecalentamientos localizados que desembocan en avalancha secundaria cuando IC es grande. Para minimizar este fenómeno los transistores de potencia tienen varias bases y emisores entrelazados. - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

Zona de avalancha secundaria
Lección 5: El transistor de potencia 5.1 El transistor bipolar de potencia: Características estáticas ic 100us 100us IcMAX-DC continua PMAX Zona de avalancha secundaria S.O.A.R. continua uce Vce0 SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.

5.1 El transistor bipolar de potencia: SOAR

Para estimar la potencia disipada en el bipolar:
Lección 5: El transistor de potencia 5.1 El transistor bipolar de potencia: Características estáticas Circuitos equivalentes estáticos. uB RCARGA uce VCC ic + uce ic uB SATURA- CIÓN SATURA- CIÓN CORTE Circuito equivalente en saturación Para estimar la potencia disipada en el bipolar: RCARGA VCC RB uB VBE VCE-SAT

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características estáticas Circuito equivalente en corte RCARGA VCC RB uB VCE En corte, las uniones PN de base-emisor y PN de base-colector están polarizadas inversamente. Ambas deben de tener un ancho mínimo según la tensión de ruptura que se desee. La base de los transistores de potencia es relativamente grande, y b es pequeña, típicamente entre 5 y 20. Estáticamente, la potencia disipada en corte es prácticamente nula.

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas Encendido con carga resistiva. uB RCARGA uce VCC ic + uce ic uB 90% 10% tdON trise tON TRISE: tiempo de subida de la corriente de colector, desde el 10% al 90% del valor final. TFALL: ídem de bajada. Td: delay: retraso desde el escalón en la base. La gran cantidad de carga espacial necesita tiempo para ser creada y destruida. El paso de corte a saturación, y viceversa, es lento. Cuanta menos carga espacial más rápida será la conmutación pero también mayores serán las pérdidas estáticas. Con el fin de acelerar la conmutación y disminuir sus pérdidas, puede suministrarse una IB negativa para pasar de saturación a corte.

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas Apagado con carga resistiva. uB RCARGA uce VCC ic + uce ic uB 90% 10% tst tfall tOFF tST: storage (almacenamiento de carga) tst: Tiempo de almacenamiento: el proceso de conducción continúa a costa de los portadores almacenados en la base. Las pérdidas en conmutación en el apagado son MAYORES que las del encendido (debido al tiempo de bajada)

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO Durante tfall: VCC uce ic iC MAX tfall Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia. Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga. TRISE: tiempo de subida de la corriente de colector, desde el 10% al 90% del valor final. TFALL: ídem de bajada. Td: delay: retraso desde el escalón en la base.

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas Apagado con carga inductiva: uce VCC L VCC ic ic iC MAX uB uce t1 t2 toff (Mientras exista circulación de corriente por el diodo, soporta tensión nula). En t1: En t2:

5.1 El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas Encendido con carga inductiva: uce VCC L VCC ic ic iRR iC MAX uB uce t1 t2 ton En t1: En t2:

5.1 El transistor bipolar de potencia: Montaje Darlington Características Aumento de : TOT= 1*2+1+2. La conmutación es aún más lenta. Diodo externo para aplicaciones de medio puente y puente completo. COLECTOR iC iB BASE iE EMISOR Diodo externo para aumentar la velocidad de conmutación.

5.2 El MOSFET de potencia: Estructura DRENADOR FUENTE PUERTA N - P SUS ÓXIDO SÍMBOLO CANAL N CANAL P DRENADOR DRENADOR iD iD iG iG uDS PUERTA uDS PUERTA uGS iS uGS iS FUENTE FUENTE Dispositivo fundamental como interruptor controlado por tensión. Suele usarse casi exclusivamente los de canal N. Siempre de ACUMULACIÓN; no tienen el canal formado. El sustrato está siempre conectado a la fuente. Compuesto por muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo. Alta impedancia de entrada (CGS).

5.2 El MOSFET de potencia: características estáticas ID MAX iD SATURACIÓN uGS2>uGS1 PMAX uGS=uGS1 VDS MAX ZONA ACTIVA uGS<uGS TH uDS CORTE Si uGS es menor que el valor umbral, uGS TH, el MOSFET está abierto (en corte). Un valor típico de uGS TH es 3V. uGS suele tener un límite de ±20V. Suele proporcionarse entre 12 y 15 V para minimizar la caída de tensión VDS. VDS MAX: Tensión de ruptura máxima entre drenador y fuente. ID MAX: Corriente de drenador máxima (DC). RDS ON: Resistencia de encendido entre drenador y fuente.

Zona limitada por RDS ON
Lección 5: El transistor de potencia 5.2 El MOSFET de potencia: características estáticas Zona limitada por RDS ON iD 100us PMAX continua 100us S.O.A.R. continua uDS SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.

5.2 El MOSFET de potencia: S.O.A.R.

5.2 El MOSFET de potencia: Características estáticas Circuitos equivalentes estáticos. uGS RCARGA uDS VCC iD + uDS iD uGS SATURA- CIÓN SATURA- CIÓN CORTE Circuito equivalente en corte Circuito equivalente en saturación RCARGA RCARGA VCC VCC uDS uGS RDS ON

5.2 El MOSFET de potencia: Características estáticas MOSFET en corte (uDS>0) uDS Zona de transición: La zona P-N- es un diodo polarizado inversamente. La unión PN- está inversamente polarizada. La tensión drenador-fuente está concentrada en la unión PN-. La región N- está poco dopada para alcanzar el valor requerido de tensión soportada (rated voltage). Tensiones de ruptura grandes requieren zonas N poco dopadas de gran extensión.

5.2 El MOSFET de potencia: Características estáticas MOSFET saturado (iDS>0) uGS Con suficiente uGS se forma un canal bajo la puerta que permite la conducción bidireccional. Aparece una resistencia RDS ON, entre drenador y fuente, que es suma de resistencias: canal, contactos de fuente y drenador, región N-... Cuando la tensión de ruptura aumenta, la región N- domina en el valor de RDS ON. En una zona poco dopada no hay muchos portadores, por lo que RDS ON aumenta rápidamente si la tensión de ruptura se quiere hacer de varios centenares de voltios. Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o iguales a 500V. Más allá es preferible, en general, un IGBT. El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante superiores a su valor medio máximo (rated current).

5.2 El MOSFET de potencia: Características estáticas Diodo parásito entre drenador y fuente. DRENADOR El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa. Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET. La mayoría son lentos. Esto provoca picos de corriente de recuperación inversa que pueden destruir el dispositivo. iD PUERTA iG uDS uGS iS Puede anularse o sustituirse el diodo parásito mediante diodos externos rápidos. FUENTE Anulación Sustitución

5.2 El MOSFET de potencia: Características dinámicas Parámetros parásitos Los tiempos de conmutación del MOSFET se deben principalmente a sus capacidades e inductancias parásitas, así como a la resistencia interna de la fuente de puerta. LD CGD Parámetros parásitos. CDS CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada Se mide con la salida en cortocircuito. CRSS: CGD Capacidad Miller o de transferencia inversa. COSS: CDS + CGD Capacidad de salida; se mide con la entrada cortocircuitada LD: Inductancia de drenador LS: Inductancia de fuente. CGS LS CGD CGS: Grande, constante CGD: pequeña, no lineal CDS: moderada, no lineal CDS CGS

5.2 El MOSFET de potencia: Características dinámicas Conmutaciones con carga resistiva pura VA VDD uGS CGD RD uGS-TH iD 90% RG 90% CDS 10% 10% uDS t1 t2 Cuando el interruptor cambia de estado, la capacidad CGS se carga según Vcc-R-C. Cuando se supera el valor umbral, uGS TH, comienza a conducir el transistor (500pF – 5nF). CDS implica el retardo en la subida de la corriente por el drenador, iD. Puede despreciarse (50pF) Esto sería así si no existiese CGD, que por efecto Miller hace que todo se complique. CGS VA pMOS

5.2 El MOSFET de potencia: Características dinámicas EFECTO MILLER UF ZF UI Au UO EFECTO MILLER EN LA ENTRADA Supongamos que toda la corriente de entrada es la de realimentación (Ie=0) UI Au UO EFECTO MILLER EN LA SALIDA

5.2 El MOSFET de potencia: Características dinámicas Conmutaciones con carga resistiva pura VA VDD uGS CGD RD uGS-TH iD 90% RG 90% CDS 10% 10% uDS t1 t2 Es igual hasta que superamos el valor umbral: en ese instante, la corriente se emplea toda en descargar CGD, y la tensión de drenador comienza a caer, (dejando de cargarse CGS, cuya tensión permanece constante), y va todo más lento. En el corte pasa algo parecido: hasta llegar al valor umbral, pasa lo que antes. CUANDO SE LLEGA AL VALOR UMBRAL, LA TENSIÓN VDS COMIENZA A SUBIR; el condensador CGD se CARGA, inyectando corriente a CGS, por lo que es más difícil que éste se descargue. CGS VA pMOS

5.2 El MOSFET de potencia: Características dinámicas Conmutaciones con carga inductiva VA LD VDD uGS CGD uGS-TH iD IRR RG CDS uDS t1 t2 1.- La corriente de la bobina es conducida por el diodo y el MOSFET alternativamente. 2.- Cuando conduce, por poco que sea, la tensión de un diodo es nula. 3.- Cuando el diodo deja de conducir se produce un pico de recuperación inversa que debe asumir el MOSFET. 4.- El MOSFET tiene más pérdidas, sobretodo en la entrada a conducción. 5.- El efecto Miller tiene lugar durante t2, que es cuando se carga la capacidad CGD. CGS VA pMOS

5.2 El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO con carga resistiva Durante tfall: VDD uDS iD iD MAX tfall Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia. Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga. TRISE: tiempo de subida de la corriente de colector, desde el 10% al 90% del valor final. TFALL: ídem de bajada. Td: delay: retraso desde el escalón en la base.

5.2 El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas EJEMPLO: Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RDS ON=0,55 W para el caso de que su tensión y corriente sean las de la figura. Hágase el cálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de 10kHz y 150 kHz. iD 5A uDS 150V Puesto que T>>100ns, puede aproximarse d·T (1-d)·T TRISE: tiempo de subida de la corriente de colector, desde el 10% al 90% del valor final. TFALL: ídem de bajada. Td: delay: retraso desde el escalón en la base. 100 ns 100 ns

5.2 El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas Apagado con carga inductiva: uDS VDD En t1: iD En t2: iD MAX t1 t2 toff (Mientras exista circulación de corriente por el diodo, soporta tensión nula).

5.2 El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas Encendido con carga inductiva: uDS En t1: VDD iD iRR En t2: iD MAX t1 t2 ton

5.2 El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers) Sin aislamiento +VCC CGD R r CDS VGG CGS 1.- Circuito para disminuir el efecto Miller. 2.- Los transistores de puerta son de señal y por tanto más rápidos. 3.- La resistencia de puerta, r, es muy pequeña (<10W) y se coloca para proteger la puerta de posibles picos de tensión. 4.- Las capacidades se cargan linealmente, con corriente constante. 5.- La potencia que maneja el circuito de gobierno es muy pequeña.

5.2 El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers) Con aislamiento 1.- Siempre hay un interruptor cerrado generándose una onda cuadrada sobre R. 2.- Cuando cierra el interruptor de abajo, en G y en S debe haber 0V. 3.- Cuando es el MOSFET quien se cierra, en su fuente aparecen 500V. 4.- En ese momento, para mantener el MOSFET cerrado, en puerta debe haber 515V. D G S 500V INT R 5.- En general, en equipos de potencia todas las fuentes de tensión deben estar referidas a masa, pues provienen de VG. 6.- Se necesita una tensión superior a la propia VG. 7.- En la resolución de este problema, los circuitos de bomba de carga se han impuesto a los transformadores de impulsos.

5.2 El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers) BOOTSTRAP 1.- Al cerrarse el interruptor inferior, CBOOT se carga a 15V en un solo ciclo. 2.- Cuando en S hay 500V el diodo DBOOT impide que CBOOT se descargue; dicho diodo debe ser capaz de bloquear toda la tensión del circuito. 4.- Con dos transistores auxiliares se aplica la tensión de CBOOT a la puerta del MOSFET de potencia. 5.- CBOOT debe tener una capacidad muy superior a la de puerta para que apenas se descargue. D CBOOT G S 500V DBOOT INT R VCC QG: carga de puerta VCC: 15V 1,5V: caídas de tensión en los transistores auxiliares 12V: tensión mínima de puerta

5.2 El MOSFET de potencia: Características reales Algunos MOSFET de potencia tc (típico) Referencia VDS,MAX ID,MAX RON QG (típica) SMM70N06 60V 70A 0,018 W 120nC 120ns IRF510 100V 5,6A 0,54 W 5nC 47ns IRF540N 100V 27A 0,052 W 71nC 74ns APT10M25BVR 100V 75A 0,025 W 150nC 50ns IRF740 400V 10A 0,55 W 35nC 40ns APT4012BVR 400V 37A 0,12 W 195nC 67ns APT5017BVR 500V 30A 0,17 W 200nC 66ns MTW10N100E 1000V 10A 1,3 W 100nC 290ns

5.2 El MOSFET de potencia: Encapsulados Semitrans 1 Semitop 2 Semitrans 2 TO220 TO247 TO3

5.2 El MOSFET de potencia: Caso real: IRF540N

5.3 El IGBT: Estructura SÍMBOLO CANAL N E C DRENADOR B G C PUERTA FUENTE E Estructura de MOSFET más una capa p+ de colector PT-IGBT. Los NPT-IGBT no tienen la capa N+ Siempre de ACUMULACIÓN; no tienen el canal formado. El sustrato está siempre conectado a la fuente. Compuesto por muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo. Alta impedancia de entrada (CGS).

5.3 El IGBT: Características estáticas ic ic iC MAX PMAX SAT ZONA ACTIVA uGE1 uGE1 uGE uGE1 uce VGE-TH La región de cuasi-saturación es una zona resistiva específica de los transistores de potencia. VCE0: avalancha primaria IC: avalancha secundaria. Funcionamiento como interruptor: se emplean las zonas de corte y saturación. CORTE Vce0 BVCES: Tensión de ruptura colector emisor. IC: Corriente máxima de colector (en DC) ICM: Corriente máxima de colector (pulsada) PMAX: máxima potencia capaz de ser disipada por el transistor. VGETH: tensión puerta-emisor umbral. VCESAT: Tensión de saturación colector-emisor.

5.3 El IGBT: SOAR

5.3 El IGBT: Características estáticas Bloqueo NPT-IGBT (Non Punch-Through IGBT) Si uGE < uGE TH, no hay canal y el interruptor está abierto. La tensión uCE cae en la unión PN-. La zona P+ está más intensamente dopada. VCE,MAX es igual que la tensión de bloqueo. C C B D G G PT-IGBT (Punch-Through IGBT) S Apenas soporta tensión inversa, sólo unas decenas de voltios. E E

5.3 El IGBT: Características estáticas Conducción NPT-IGBT (Non Punch-Through IGBT) Con VGE>VGE TH se forma canal. uCE de saturación cae en la unión P+N-. La mayor parte de la corriente final va por el MOSFET. VCE SAT= 0,7  2 V. R·ID comparable con el MOSFET. C C B D G G S E E

5.3 El IGBT: Características dinámicas Conmutaciones con carga resistiva pura VA VDD uGE uGS-TH RC iC RG uCE t0 t4 Es igual hasta que superamos el valor umbral: en ese instante, la corriente se emplea toda en descargar CGD, y la tensión de drenador comienza a caer, (dejando de cargarse CGS, cuya tensión permanece constante), y va todo más lento. En el corte pasa algo parecido: hasta llegar al valor umbral, pasa lo que antes. CUANDO SE LLEGA AL VALOR UMBRAL, LA TENSIÓN VDS COMIENZA A SUBIR; el condensador CGD se CARGA, inyectando corriente a CGS, por lo que es más difícil que éste se descargue. VA pIGBT

5.3 El IGBT: Características dinámicas Conmutaciones con carga inductiva VA VDD uGE uGS-TH L iC RG uCE t0 t5 Es igual hasta que superamos el valor umbral: en ese instante, la corriente se emplea toda en descargar CGD, y la tensión de drenador comienza a caer, (dejando de cargarse CGS, cuya tensión permanece constante), y va todo más lento. En el corte pasa algo parecido: hasta llegar al valor umbral, pasa lo que antes. CUANDO SE LLEGA AL VALOR UMBRAL, LA TENSIÓN VDS COMIENZA A SUBIR; el condensador CGD se CARGA, inyectando corriente a CGS, por lo que es más difícil que éste se descargue. VA pIGBT

5.3 El IGBT: Cálculo de pérdidas en conmutación Conmutaciones con carga inductiva Encendido: La fórmula de las pérdidas es similar a la de un transistor bipolar Debe tenerse en cuenta la recuperación inversa del diodo. La conmutación dura más que tOFF. Apagado: Aparece el fenómeno de cola de apagado.

5.3 El IGBT: Cálculo de pérdidas totales Conmutaciones con carga inductiva

5.3 El IGBT: Encapsulados

5.3 El IGBT: Componente real: IRG4BC30K

CONCLUSIONES

CONCLUSIONES 1.- El transistor bipolar es un dispositivo en que la conducción se hace mediante portadores minoritarios. Esto se traduce en baja velocidad de conmutación: apenas unos pocos kHz. 2.- Al ser lento apenas se usa actualmente en aplicaciones de potencia. Para tensiones inferiores a 500 V ha sido sustituido por el MOSFET y para tensiones superiores por el IGBT. 3.- El MOSFET es un dispositivo en que la conducción se hace mediante portadores mayoritarios. Macroscópicamente esto se traduce en alta velocidad de conmutación. 4.- Por tanto puede conmutar a decenas y centenares de kHz. 5.- La resistencia de conducción directa está directamente relacionada con la tensión de bloqueo.

CONCLUSIONES 6.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta mejores características para tensiones inferiores a 500V. 7.- Existen dispositivos de 1000V, pero sólo son útiles para bajas potencias o bajas velocidades de conmutación. 8.- A la hora de seleccionar un MOSFET su parámetro más importante es RON. 9.- El IGBT es un interruptor con características de control parecidas al MOSFET y características de salida similares al transistor bipolar. 10.- Típicamente, el IGBT puede soportar miles de voltios y conducir centenares de amperios, conmutando a una frecuencia de decenas de kHz.

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