Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Sintetizadores de frecuencias. 3- Amplificadores de potencia para comunicaciones. 4- Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia. 5- Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos. 6- Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y repetidores regenerativos. 7- Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores. ATE-UO DCEC amp 00

Amplificadores de potencia para comunicaciones Idea fundamental: Amplificar señales de RF hasta niveles suficientes para su transmisión y hacerlo con la fidelidad necesaria y con buen rendimiento energético. h = PRF/PCC (rendimiento de drenador) PCC PAE = (PRF –Pe_RF)/PCC VCC Rg Amplificador de potencia de RF + RL PRF Pe_RF Pperd ATE-UO DCEC amp 01

Amplificador de potencia de RF Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (I) iC Amplificador de potencia de RF RL Rg + Q1 p 2p t iC p 2p t p 2p t iC iC Clase A: conducción durante 2p Clase B: conducción durante p Clase C: conducción < p ATE-UO DCEC amp 02

Amplificador de potencia de RF Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (II) iC Amplificador de potencia de RF RL Rg + Q1 Clase D: Q1 trabaja en conmutación. Clase E: Q1 trabaja en conmutación a tensión cero. Clase F: Varios circuitos resonantes determinan una tensión cuadrada en el colector de Q1. ATE-UO DCEC amp 03

Amplificadores de potencia de RF lineales y no lineales Rg Amplificador de potencia de RF + RL VCC vg - vs Amplificadores lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs es proporcional a la de entrada vg. Amplificadores no lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs no es proporcional a la de entrada vg. Caso especialmente interesante: tensión de salida vs proporcional a VCC. ATE-UO DCEC amp 04

Transistores de potencia de RF Bipolares (JBTs) de Si Þ Estudiados en 1º de grado, asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos”, tema de “Transistores”. MOSFETs de Si Þ Estudiados en 1º de grado, asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos”, tema de “Transistores”. HEMTs de GaAs Þ No estudiados en el grado. HEMTs de GaN Þ No estudiados en el grado. Transistores bipolares de potencia de RF Se utilizan cada vez menos. Ya son difíciles de encontrar a la venta. Ejemplos: SD1731 (amplificación lineal) SD1446 (amplificación no lineal) ATE-UO DCEC amp 05

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (I) Amplificadores lineales Baja tensión Terminal de emisor voluminoso ATE-UO DCEC amp 06

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (II) Gran diferencia en función del estado de la base Muy baja máxima tensión inversa base-emisor Muy alta máxima temperatura de unión Muy bajas resistencias térmicas ATE-UO DCEC amp 07

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (III) Muy variables (y pequeños) valores de beta Se valora la linealidad ATE-UO DCEC amp 08

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (IV) Muy baja tensión Terminal de emisor voluminoso Amplificadores no lineales Robusto frente a desacoplo ATE-UO DCEC amp 09

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (V) Gran diferencia en función del estado de la base Muy baja máxima tensión inversa base-emisor Muy alta máxima temperatura de unión Peor resistencia térmica que en el caso anterior (es para Clase C) ATE-UO DCEC amp 10

Ejemplos de transistores bipolares de potencia de RF (VI) Muy pequeños valores de beta No se valora la linealidad ATE-UO DCEC amp 11

Transistores MOSFET de potencia de RF Han desplazado a los bipolares. Suelen ser laterales (LDMOS). Por el contrario, los usados en conversión de potencia son verticales (VMOS, UMOS, etc.). Son mucho más caros que los de conversión de potencia (tienen que disipar mucha más potencia). A veces se diseñan con redes internas para trabajar en un margen de frecuencias específico. Ejemplos: MRF150 (amplificación lineal, propósito general). MRF373 (amplificación no lineal, banda de 470-860 MHz). PTFA191001 (amplificación lineal, banda de 1930-1990 MHz). ATE-UO DCEC amp 12

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (I) De “acumulación” (normalmente abierto) y canal N Baja tensión Se valora la linealidad ATE-UO DCEC amp 13

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (II) Relativamente alta (y simétrica) tensión inversa máxima puerta-fuente Muy alta máxima temperatura de unión Muy baja resistencia térmica ATE-UO DCEC amp 14

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (III) Mayor ganancia que con bipolares Se valora la linealidad ATE-UO DCEC amp 15

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (IV) 2 encapsulados distintos De “acumulación” (normalmente abierto) y canal N Optimizado para una banda, aunque ancha 2 encapsulados distintos Amplificación no lineal ATE-UO DCEC amp 16

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (V) Relativamente baja (y asimétrica) tensión inversa máxima puerta-fuente Muy alta máxima temperatura de unión Baja resistencia térmica ATE-UO DCEC amp 17

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (VI) 2 encapsulados distintos Amplificación lineal Optimizado para banda estrecha 2 encapsulados distintos ATE-UO DCEC amp 18

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (VII) Se valora mucho la linealidad y se sacrifica rendimiento ATE-UO DCEC amp 19

Ejemplos de transistores MOSFET de potencia de RF (VIII) Relativamente baja (y asimétrica) tensión inversa máxima puerta-fuente Muy alta máxima temperatura de unión Muy alta potencia, pero ¡ojo con la temperatura de la cápsula y con el “derating”! Muy baja resistencia térmica ATE-UO DCEC amp 20

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (I) Un HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) es un transistor cuyo funcionamiento se basa en una “heterounión”, es decir, en la unión de dos semiconductores distintos. Las heterouniones no se han estudiado en el grado. Para comprender el funcionamiento de las heterouniones hay que acudir a “diagramas de bandas”. Se adjunta un apéndice. Un HEMT se comportan como un MESFET (un JFET de puerta metálica en vez de semiconductora) pero con una canal compuesto por un “gas bidimensional de electrones” (“2D gas”). La conductividad de este canal es altísima y se consigue con muy bajas capacidades parásitas. Los HEMTs tradicionales se basan en heterouniones de GaAs y AlGaAs Se usan para amplificación en microondas Hechos con GaN y AlGaN pueden disipar mejor el calor y trabajar a mayores tensiones. ATE-UO DCEC amp 21

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (II) Los HEMTs, como los JFETs y los MESFETs, tienen el canal formado antes de actuar eléctricamente en la puerta. Por tanto, son dispositivos de deplexión (“depletion”) y conducen corriente sin actuar eléctricamente en la puerta. Diferencias: - El canal de un MESFET o de un JFET está compuesto por los electrones de una zona N. En las zonas N hay iones positivos del donador. La atracción de estos iones a los electrones dificulta su movilidad. - El canal de un HEMT está compuesto por un gas bidireccional de electrones (“2D gas”). Este gas se forma en la unión de dos semiconductores distintos. La movilidad de los electrones del gas no está dificultada por iones positivos del donador. G D S Símbolo ATE-UO DCEC amp 22

Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (III) ¿Cómo se origina el “2D gas”? Es necesario que el “Nivel de Fermi” esté en la “Banda de Conducción”. Esto ocurre en “heterouniones” correctamente diseñadas (“ingeniería de bandas”). Sem1 N - + Sem2 P “2D-gas”: Nivel de Fermi en la banda de conducción p n EF ATE-UO DCEC amp 23

- + EF Concepto de HEMT (“High Electron Mobility Transistor”) (IV) VB N+ Contactos metálicos para hacer circular corriente por el 2D-gas Sem1 - + Sem2 IB > 0 2D-gas N+ EF 2D-gas Es la base de los HEMTs ATE-UO DCEC amp 24

EF El HEMT de AlGaAs-GaAs (I) N AlGaAs AlGaAs GaAs Metal 2D-gas D S G GaAs (sin dopar) AlGaAs (sin dopar) GaAs (semiaislante) N+ El 2D gas se forma en una zona sin iones de dopante Þ alta movilidad ATE-UO DCEC amp 25

El HEMT de AlGaAs-GaAs (II) Resumen: Es una especie de JFET (MESFET) con un canal muy conductor (formado por un “gas bidimensional de electrones”). Polarizando inversamente la fuente se puede disminuir (e incluso eliminar) el 2D-gas. + D S G GaAs (sin dopar) GaAs (semiaislante) + N+ Zona de transición EF Sin polarizar la puerta EF Polarizando inversamente la puerta ATE-UO DCEC amp 26

Substrato: Si, SiC o zafiro El HEMT de AlGaN-GaN D S G GaN N+ AlGaN (sin dopar) + Zona de transición “2D-gas” Substrato: Si, SiC o zafiro Algunos fabricantes: ATE-UO DCEC amp 27

Ejemplo de HEMT de AlGaN-GaN (I) ATE-UO DCEC amp 28

Ejemplo de HEMT de AlGaN-GaN (II) Relativamente baja (y asimétrica) tensión inversa máxima puerta-fuente. Además, dispositivo de deplexión. Puerta no aislada Baja potencia Muy alta máxima temperatura de unión Alta resistencia térmica ATE-UO DCEC amp 29

Comparación de capacidades parásitas de MOSFETs de Si y HEMTs de AlGaN-GaN MOSFET, PD = 300 W (@25ºC), VDS_max = 125 V, <150 MHz MOSFET, PD = 278 W (@25ºC), VDS_max = 70 V, 470-860 MHz HEMT, PD = 14W (@25ºC), VDS_max = 84 V, 3,3-3,9 GHz ATE-UO DCEC amp 30

Tensiones de polarización en función del tipo de transistor BJT MOSFET (acumulación) HEMT (deplexión) iC vBE iD vGS iD vGS Clase A Clase A Clase A 0,7 V »3 V Clase B Clase B Clase B » - 3 V B C E G D S G D S Usaremos este transistor en los dibujos de los circuitos ATE-UO DCEC amp 31

Circuito básico de un amplificador de RF Clase A Rg + Polarización Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL CAC vRL La bobina LCH debe presentar una impedancia mucho mayor que RL a la frecuencia de trabajo. El condensador CAC debe presentar una impedancia mucho menor que RL a la frecuencia de trabajo. ATE-UO DCEC amp 32

Consideraciones generales de los circuitos en régimen permanente El valor medio de la tensión en una bobina es cero. El valor medio de la corriente por un condensador es cero. Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL CAC vRL vLCH vCAC El valor medio de vLCH es 0 El valor medio de iRL es 0 El valor medio de vRL es 0 El valor medio de vCAC es VCC (Kirchhoff) El valor medio de vCE es VCC (Kirchhoff) Como la impedancia de CAC es muy pequeña, la tensión sobre él es constante e igual a VCC. ATE-UO DCEC amp 33

LCH LCH RL + + RL - - Q1 Q1 Amplificador de RF de potencia Clase A (I) Circuito equivalente al básico Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL En ambos casos: Toda la componente de alterna de iC circula por la carga. En la bobina, obviamente, no se disipa potencia. ATE-UO DCEC amp 34

Lm RL’ RL + + - Q1 - Q1 Amplificador de RF de potencia Clase A (II) Otra posibilidad de realización, pero con un grado de libertad más: Q1 VCC + - vCE RL iC iRL 1:n Q1 Lm VCC + - vCE RL’ iC iRL’ RL’ = RL/n2 iRL’ = iRL·n Es como el caso anterior: Toda la componente de alterna de iC circula por la carga. (modificada por la relación de transformación del transformador) En el transformador, obviamente, no se disipa potencia. ATE-UO DCEC amp 35

Amplificador de RF de potencia Clase A (III) Circuito de estudio Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL Recta de carga en continua VCC iC IB vCE Recta de carga en alterna con pendiente -1/RL Punto de trabajo ¿Cómo debe elegirse el punto de trabajo para obtener el máximo rendimiento posible? ATE-UO DCEC amp 36

Amplificador de RF de potencia Clase A (IV) vCE VCC iC IB Recta de carga en continua La componente de alterna en el transistor es la misma que en la carga iC1 VCC+iC1·RL t PRF = (iC1·RL)2/(2·RL) PCC = iC1·VCC h = PRF/PCC = iC1·RL/(2·VCC) El máximo valor de iC1·RL es iC1·RL = VCC y por tanto hmax = 1/2 = 50%. Éste es el límite teórico superior. ¡Es bastante bajo! ATE-UO DCEC amp 37

Amplificador de RF de potencia Clase A (V) Situación con la máxima señal que se puede manejar: VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC iC1=VCC/RL 2iC1 t hmax = 50%. t ¿Cuál es el rendimiento cuando la señal es no es la máxima posible? ATE-UO DCEC amp 38

Amplificador de RF de potencia Clase A (VI) Situación con señal menor que la máxima que se puede manejar: VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pend. -1/RL t DiC t DvCE PRF = (DvCE)2/(2·RL) PCC = VCC2/RL h = PRF/PCC = 0,5·(DvCE/VCC)2 ATE-UO DCEC amp 39

Amplificador de RF de potencia Clase A (VII) Esta situación es la habitual en las comunicaciones modernas. t vRL OFDM VCC iC vCE 2VCC 2·VCC/RL t DiC (t) t vCE VCC OFDM t DvCE (t) Durante mucho tiempo el cociente DvCE/VCC es muy pequeño. El rendimiento medio es muy bajo. ATE-UO DCEC amp 40

Amplificador de RF de potencia Clase A (VIII) Cálculo del rendimiento medio con una señal de AM: vp vm vce(wmt, wpt) VCC iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pend. -1/RL vce es la componente de alterna de vCE t vce(wmt, wpt) = DvCE(wmt)·sen(wpt) DvCE(wmt) = vp[1 + m·sen(wmt)] m = vm/vp h(wmt) = 0,5·[DvCE (wmt)/VCC]2 Þ h(wmt) = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m·sen(wmt)]2 hmed = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m2/2] hmed_max Þ vp = VCC/2, m = 1 hmed_max = 0,125·[1 + 1/2] = 18,75% ¡Es muy bajo! ATE-UO DCEC amp 41

Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF Amplificador de RF de potencia Clase A con circuito resonante paralelo en el colector Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF Circuito básico: Rg + Polarización Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL 360º iC t El circuito resonante presenta una impedancia infinita a la frecuencia de la señal de RF ATE-UO DCEC amp 42

Amplificador Clase B con un único transistor (I) Circuito básico Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF Rg + Polarización Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC 180º El circuito resonante presenta una impedancia infinita a la frecuencia de la señal de RF ATE-UO DCEC amp 43

Amplificador Clase B con un único transistor (II) Otra realización física (incluso más frecuente): Q1 L VCC + - vCE R’L iC iRL vR’L C1 L1 C2 Ze = RL iC 180º Red de adaptación de impedancias muy selectiva (filtro pasabajos) La impedancia de entrada a la red a la frecuencia de trabajo es RL. ATE-UO DCEC amp 44

Análisis del amplificador Clase B (I) 180º Q1 L VCC + - vCE RL iRL C vRL iC 180º Q1 L VCC + - vCE RL iRL C vRL Equivalente Equivalente (salvo cálculos que impliquen a VCC y al transistor) iC 180º L RL C iRL + - vRL ATE-UO DCEC amp 45

Análisis del amplificador Clase B (II) Circuitos equivalentes: RL C 180º iCpico + - vRL 180º iCca iCpico(1-1/p) iC L RL C + - vRL IC iCpico/p No genera tensión en la carga (debido a la presencia de L) ATE-UO DCEC amp 46

Análisis del amplificador Clase B (III) 180º iCca iCpico(1-1/p) iCca1 iCpico/2 = + Armónicos L RL C + - vRL iCca(wt) iRL(wt) L RL C + - vRL iCca(wt) iRL(wt) iCca1 Arm. Los armónicos se cortocircuitan por el condensador iCca1 iCpico/2 RL + - vRL iRL iCca1 (wt) = (iCpico/2)·sen(wt) vRL(wt) = RL·iRL(wt) = -RL·iCca1(wt) vRL(wt) = -RL·(iCpico/2)·sen(wt) ATE-UO DCEC amp 47

C L + RL - Q1 Análisis del amplificador Clase B (IV) VCC iC iRL vRL Calculamos ahora las magnitudes eléctricas en el transistor: Llamamos vce a la componente de alterna de vCE. Entonces se cumple: vce(wt) = vRL(wt) = -RL·(iCpico/2)·sen(wt) Þ vce(wt) = -(RL /2)·iCpico·sen(wt) Por trabajar en Clase B, la corriente por el colector del transistor vale: Entre 0º y 180º: iC = iCpico·sen(wt) Entre 180º y 360º: iC = 0 Por tanto, entre 0º y 180º, se cumple: vce(wt) = -(RL /2)·iC Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC 180º iCpico ATE-UO DCEC amp 48

Análisis del amplificador Clase B (V) Partimos de: vce(wt) = -(RL /2)·iC Por tanto, entre 0º y 180º, se cumple: DvCE = iCpico·RL/2 Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL VCC Recta de carga en continua vCE iC IB Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL 180º t iCpico t DvCE iC 180º iCpico Punto de trabajo ATE-UO DCEC amp 49

Análisis del amplificador Clase B (VI) Conclusión: iC 180º iCpico t Q1 L VCC + - vCE RL iC C vRL t vce (= vRL) DvCE t vCE DvCE VCC DvCE = iCpico·RL/2 ATE-UO DCEC amp 50

Cálculo del rendimiento máximo posible en Clase B (I) DvCE = iCpico·RL/2 vCE iC IB VCC Recta de carga en continua Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL t DvCE 180º iCpico Punto de trabajo iCpico/p PRF = (DvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL)2/(8·RL) PCC = VCC·iCpico/p = PRF/PCC = iCpico·RL·p/(8·VCC) El máximo valor de iCpico es iCpico_max = 2·VCC/RL y por tanto: hmax = p/4 = 78,5% ¡Ha mejorado notablemente! ATE-UO DCEC amp 51

Cálculo del rendimiento máximo posible en Clase B (II) Situación con la máxima señal que se puede manejar: hmax = p/4 = 78,5% 2·VCC/RL vCE iC IB VCC Recta de carga en continua 2·VCC 180º t t ATE-UO DCEC amp 52

Recta de carga en continua Cálculo de la potencia máxima disipada en el transistor en Clase B, PTr_max iCpico/p vCE iC IB VCC Recta de carga en continua 2·VCC/RL 180º t iCpico PRF = (iCpico·RL)2/(8·RL) PCC = VCC·iCpico/p PTr = PCC - PRF Þ PTr = VCC·iCpico/p - (iCpico·RL)2/(8·RL) PTr tiene un máximo en: iCpico_PTmax = 4·VCC/(p·RL) Nótese que: iCpico_PTmax < iCpico_max = 2·VCC/RL (el máximo está dentro del intervalo de valores posibles de iCpico) Por tanto, la potencia máxima disipada en el transistor es: PTr_max = 2·VCC2/(p2·RL) Como la potencia máxima de RF es: PRF_max = (iCpico_max·RL)2/(8·RL) Þ PRF_max = VCC2/(2·RL) Entonces: PTr_max = 4·PRF_max/p2 = 0,405·PRF_max ATE-UO DCEC amp 53

Rendimiento en Clase B con una señal de AM vp vm vce(wmt, wpt) DvCE(wmt) (envolvente) vCE iC IB VCC Recta de carga en continua Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL Punto de trabajo DvCE(wmt) = vp[1 + m·sen(wmt)] m = vm/vp PRF = [DvCE(wmt)]2/(2·RL) PCC = VCC·iCpico(wmt)/p DvCE(wmt) = iCpico(wmt)·RL/2 Þ PCC = VCC·2·DvCE(wmt)/(p·RL) h = PRF/PCC = p·DvCE(wmt)/(4·VCC) h = 0,785·vp[1 + m·sen(wmt)]/VCC hmed = 0,785·vp/VCC hmed_max Þ vp = VCC/2 Þ hmed_max = 39,26% t DvCEmax(wmt) iCpico(wmt) ATE-UO DCEC amp 54

Comparación entre Clase A y Clase B (I) iC iCpico t Clase A iC 180º iCpico t Clase B t vce (= vRL) DvCE Ambas Clases Clase A: DvCE = iCpico·RL hmax = 50% Clase B: DvCE = iCpico·RL/2 hmax = 78,5% Mitad de ganancia que en Clase A t vCE DvCE VCC Ambas Clases ATE-UO DCEC amp 55

Comparación entre Clase A y Clase B (II) vCE iC Pendiente -1/RL Punto de trabajo estático VCC Clase A Q1 L VCC + - vCE RL iC C vRL vCE iC Pendiente 0 Pendiente -2/RL Punto de trabajo estático VCC Clase B ATE-UO DCEC amp 56

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (I) Polarización RL’ = RL/n2 Q1 VCC + - vRL RL iC1 iRL 1:1:n iC2 vCE1 vCE2 Q2 Rg + ATE-UO DCEC amp 57

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (II) Idea básica: cada transistor amplifica media senoide. La senoide se recompone ya amplificada en el transformador de salida. iB1 180º iRL Q1 VCC iC1 iC2 + - vCE1 vCE2 Q2 vRL RL iRL 1:1:n iB1 iB2 iC1 180º iC2 180º iB2 180º ATE-UO DCEC amp 58

Amplificador Clase B con dos transistores: el montaje en contrafase o “Push-Pull” (III) Se conoce desde hace mucho tiempo. Se usaba en baja frecuencia (audio), incluso con válvulas termoiónicas. Se puede hacer trabajar en Clase A, Clase B o Clase AB. Muy alta linealidad en Clase A. Puede trabajar en Clase B y banda ancha. En RF se usa frecuentemente en HF (hasta 30 MHz). En algunas ocasiones hasta en VHF (está limitado por el material del núcleo de los transformadores). Puede manejar potencias mayores (dos transistores) que en los otros casos. El rendimiento del Push-Pull está determinado por la clase: - 50 % en Clase A. - 78,5 % en Clase B. ATE-UO DCEC amp 59

Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (I) LCH C P A la base del transistor +VCC A la base del transistor +VCC Polarización Sobra en el caso del Push-Pull. iB VBE Clase A El ajuste se realiza para una determinada corriente de colector en reposo (sin señal): fuerte en Clase A y débil en Clase B. Clase B ATE-UO DCEC amp 60

Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (II) Introduciendo algún tipo de realimentación para estabilizar el punto de trabajo: D R LCH C P +VCC Rg + Q1 iC * * Ambos componentes se montan en el mismo radiador (muy juntos). Esto facilita la estabilidad del punto de trabajo (diapositiva siguiente). ATE-UO DCEC amp 61

Circuitos de polarización para BJTs en clases A y B (III) +VCC D R LCH P * Q1 iB + - vD vBE iD Por simplicidad en la explicación, supongamos que el potenciómetro está en la posición superior: Diodo frío y transistor frío Diodo frío y transistor caliente Diodo caliente y transistor caliente vBE iB, iD vBE iB, iD vBE iB, iD vD-T1 = vBE-T2 vD-T2 = vBE-T2 iB-T2 vD-T1 = vBE-T1 iB-T1 iB-T2 iD-T1 iD-T1 iD-T2 ATE-UO DCEC amp 62

Amplificador lineal Clase B en Push-Pull: Ejemplo de esquema real de amplificador de potencia con transistores bipolares (obtenidos del ARRL Handbook 2001) Amplificador lineal Clase B en Push-Pull: Push-Pull Filtro pasa-bajos Polarización ATE-UO DCEC amp 63

Circuitos de polarización para MOFETs en clases A y B (I) Polarización fija (sin realimentación para corregir variaciones no deseadas del punto de trabajo): R1 C P +VCC Rg + Q1 iD vGS G D S - R2 Hace falta tensión positiva puerta-fuente (son de “acumulación”). El ajuste del potenciómetro se realiza para una determinada corriente de drenador en reposo: fuerte en Clase A y débil en Clase B. ATE-UO DCEC amp 64

Circuitos de polarización para MOFETs en clases A y B (II) Ejemplo con el MRF150: Red de salida Red de entrada ATE-UO DCEC amp 65

Circuitos de polarización para HEMTs en clases A y B (I) Polarización fija (sin realimentación para corregir variaciones no deseadas del punto de trabajo): C -VG Rg + Q1 iD vGS - G D S RP Hace falta tensión negativa puerta-fuente (son de “deplexión”). La selección de -VG se realiza para una determinada corriente de drenador en reposo (fuerte en Clase A y débil en Clase B). ATE-UO DCEC amp 66

Circuitos de polarización para HEMTs en clases A y B (II) Ejemplo con el CGH35030F: Drenador a 28 V Puerta a -10V ATE-UO DCEC amp 67

Circuitos de polarización en Clase A con regulación de la corriente de drenador (o colector) En clase A, el valor medio de la corriente de drenador (o colector) está fijado por la polarización. Existen circuitos para intentar garantizar que esta corriente no varíe mucho al variar la temperatura. iD t Clase A iD_med Opciones: Polarización con resistencia en drenador (o colector). Polarización activa en el drenador (o colector). Polarización con resistencia en drenador-puerta (o colector-base). Polarización activa en la puerta (o en la base). ATE-UO DCEC amp 68

Polarización con resistencia en drenador (o colector) (I) La corriente de drenador depende de la tensión de alimentación (el transistor no se comporta como una fuente de corriente ideal). Cuando la corriente media de drenador iD_med aumenta, la tensión efectiva de alimentación vCC2 disminuye, por lo que tiende a disminuir iD_med. Desgraciadamente, el rendimiento disminuye. C1 Q1 iD_med vGS G D S + - RP +VG C2 RD VCC1 vCC2 L1 Se pueden llegar a suprimir C2 e incluso L1, empeorando el rendimiento aún más. ATE-UO DCEC amp 69

Polarización con resistencia en drenador (o colector) (II) Q1 iD_med vGS G D S + - RP +VG RD VCC1 Q1 iD_med vGS G D S + - RP +VG RD VCC1 L1 Como en los circuitos de baja frecuencia. Rendimiento máximo posible muy bajo. ATE-UO DCEC amp 70

Polarización activa en el drenador (o colector) (I) Se basa en colocar una fuente de corriente en el drenador ID. Se cumple: iD_med = ID. Esta fuente de corriente se construye como un espejo de corriente asimétrico (espejo de corriente con degeneración de emisor o fuente Widlar con dos resistencias). Desgraciadamente, el rendimiento también disminuye. ID Q3 iD_med vGS G D S + - RP +VG C2 VCC1 L1 ATE-UO DCEC amp 71

Espejo de corriente con degeneración de emisor La corriente de referencia IC1 vale: IC1 » (VCC-0,6)/(R1 +RC) RC VCC R1 R2 Dipolo Eléctrico Q1 Q2 Usando el modelo de Ebers-Moll en zona activa se obtiene IC2: IC2 » IC1·R1/R2 + VT·ln[(IS2·IC1/(IS1·IC2)], donde: - VT = 26 mV a temperatura ambiente. Is1 y IS2 son las corrientes inversas de saturación de los transistores (véase ATE-UO Trans 28 de “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos). IC2 IC1 Si 10-2 < R1/R2 < 102, entonces: IC2 » IC1·R1/R2 ATE-UO DCEC amp 72

Polarización activa en el drenador (o colector) (II) IC1 RC R1 R2 Q1 Q2 ID » IC1·R1/R2 Q3 iD_med vGS G D S + - RP +VG C2 L1 ID VCC1 ATE-UO DCEC amp 73

Polarización con resistencia en drenador-puerta (I) Es exactamente la misma situación del circuito de polarización para baja frecuencia mostrado en la diapositiva ATE-UO Trans 151 de “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos”: ATE-UO Trans 151 Q1 iD_med vGS G D S + - C1 RD VCC1 vCC2 L1 RG1 RG2 ATE-UO DCEC amp 74

Polarización con resistencia en drenador-puerta (II) ATE-UO DCEC amp 75

Polarización con resistencia en drenador-puerta (III) Otras posibilidades: Q1 iD_med vGS G D S + - RD VCC1 L1 RG1 RG2 L2 Q1 iD_med vGS G D S + - RD VCC1 RG1 RG2 L1 Sin condensador de desacoplo. Sin bobina de choque de carga. ATE-UO DCEC amp 76

Polarización activa en la puerta (I) Se realimenta información de la corriente media de drenador y se actúa en puerta para que ésta sea constante: - Ref vGS Q1 iD_med G D S + - RD VCC1 L2 C2 vCC2 ID C1 RG1 RG2 L1 VG + - ATE-UO DCEC amp 77

Polarización activa en la puerta (II) IC1 RC R1 Q2 D vBE+R - + La corriente de IC1 vale: IC1 » (VCC1 - 0,6)/(R1 + RC) vBE2 - + C1 RG1 RG2 L1 VG + - vGS Q1 G D S RD VCC1 L2 C2 ID Se cumple: vBE+R = 0,6 + R1·IC1 = cte. vBE+R = vBE2 + RD·ID = cte. Si crece ID, decrece vBE2. Si decrece vBE2, decrece IC2. Si decrece IC2, decrece VG. Por tanto, decrece ID. Como vBE2 no es muy diferente de 0,6 V, entonces: ID » IC1·R1/RD. IC2 ATE-UO DCEC amp 78

Polarización activa en el drenador con HEMT La única diferencia es la tensión negativa en puerta (deplexión): IC1 RC R1 R2 Q1 Q2 VCC1 Q3 RP -VG C2 L1 ID G D S ID » IC1·R1/R2 ATE-UO DCEC amp 79

Q1 Polarización activa en la puerta con HEMT ID ID » IC1·R1/RD -VPG G La única diferencia vuelve a ser la tensión negativa en puerta: C1 RG1 RG2 L1 vGS Q1 - RD VCC1 L2 C2 ID IC1 RC R1 Q2 D -VPG G S + ID » IC1·R1/RD ATE-UO DCEC amp 80

+ C L + RL - Q1 Amplificadores Clase C (I) VCC iC iRL vRL vCE iC ¿Se puede alcanzar un rendimiento máximo teórico mayor que el 78,5%? ¿Qué hay que sacrificar? Circuito básico: Circuito resonante Rg + Polarización Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC < 180º Hay que conseguir ángulos de conducción pequeños ATE-UO DCEC amp 81

+ vg Rg VB - vg fC Amplificadores Clase C (II) iC iB VB+vgBE vCE vBE ¿Cómo conseguir un ángulo de conducción menor de 180º con BJTs? Rg + - vCE iC vg VB vBE iB t vg fC VB+vgBE vgBE rBE iB Relaciones entre variables: vg = Vg_pico·sen(wt) iB = Rg+rBE Vg_pico·sen(wt) – (VB + vgBE) Si (p-fC)/2 < wt < (p+fC)/2, iB = 0 Si wt < (p-fC)/2 o wt > (p+fC)/2, ATE-UO DCEC amp 82

Amplificadores Clase C (III) Realización física con BJTs: vCE Rg + - iC vg VB vBE iB RB CB vgBE rBE Como vg = Rg·iB + VB + vgBE + rBE·iB Þ Pequeña ganancia, ya que parte de vg se pierde para generar VB. ATE-UO DCEC amp 83

Amplificadores Clase C (IV) Realización física con MOSFETs: R1 C1 P +VCC Rg + Q1 iD G D S R2 (>>Rg) VG - vg VTH - VG t fC iD vg Para trabajar en Clase C hay que elegir VG menor que la tensión umbral del MOSFET, VTH. ATE-UO DCEC amp 84

Análisis del amplificador Clase C (I) Si (p-fC)/2 < wt < (p+fC)/2, entonces: iB = Rg+rBE Vg_pico·sen(wt) – (VB + vgBE) Haciendo iB = 0, se obtiene: fC = 2·arcos[(VB + vgBE)/Vg_pico ] Y por consiguiente: iB = [sen(wt) – cos(fC/2)]·Vg_pico/(Rg+rBE) Por tanto, ic vale en (p-fC)/2 < wt < (p+fC)/2: iC = [sen(wt) – cos(fC/2)]·b·Vg_pico/(Rg+rBE) El valor de pico de ic vale: iCpico = [1 – cos(fC/2)]·b·Vg_pico/(Rg+rBE) Es decir: iC fc iCpico iC = iCpico· 1 – cos(fC/2) sen(wt) – cos(fC/2) ATE-UO DCEC amp 85

Análisis del amplificador Clase C (II) iC = iCpico· 1 – cos(fC/2) sen(wt) – cos(fC/2) (no demostrado) IC = . 1 – cos(fC/2) sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2) iCpico p Componente de continua: fC– senfC iCpico iCca1(wt) = . ·sen(wt) 1 – cos(fC/2) 2p Primer armónico: Resto de armónicos La componente de continua se cortocircuita en la bobina Los armónicos se cortocircuitan por el condensador IC iCca1 iC L RL C + - vRL Arm. ATE-UO DCEC amp 86

+ RL - Análisis del amplificador Clase C (III) iCca1(wt) iCca1(wt) vRL Circuito equivalente de alterna vRL iCca1(wt) RL + - fC– senfC iCpico iCca1(wt) = · ·sen(wt) 1 – cos(fC/2) 2p iCca1(wt) t Por tanto: vce(wt) = vRL(wt) = -RL·iCca1(wt) vce(wt) = -RL· sen(wt) · 1 – cos(fC/2) fC– senfC iCpico 2p Es decir: vce(wt) = - · iCpico·sen(wt) 1 – cos(fC/2) fC– senfC RL 2p RL’ DvCE RL’ = · 1 – cos(fC/2) fC– senfC RL 2p siendo: DvCE = - RL’·iCpico ATE-UO DCEC amp 87

Cálculo del rendimiento del amplificador Clase C (I) RL’ = · 1 – cos(fC/2) fC– senfC RL 2p siendo: PRF = (DvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL’)2/(2·RL) IC = p·[1 – cos(fC/2)] sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2) ·iCpico siendo: PCC = VCC·IC 4·VCC·[sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2)] iCpico·RL’·[fC– senfC] h = PRF/PCC = h = PRF/PCC Þ Luego h crece con iCpico. Calculamos el valor máximo: iCpico_max = DvCE_max/RL’ = VCC/RL’, ya que DvCE_max = VCC Por tanto: 4·[sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2)] [fC– senfC] hmax = ATE-UO DCEC amp 88

Cálculo del rendimiento del amplificador Clase C (II) Representación gráfica de hmax: Clase C (ejempl.) IC iC vCE IB t DvCE VCC fC iCpico max p-fC 2 vCE0 Pendiente -1/RL’ 2·VCC Rectas de carga y magnitudes eléctricas con la máxima señal que se puede manejar: Clase B Clase A Pendiente -1/[RL’·(1 – cos(fC/2)] (no demostrado) ATE-UO DCEC amp 89

Resumen de características de los amplificadores Clase C Linealidad: Baja. Rendimiento máximo: Alto, 80-90 % (ideal). Ganancia: Baja. Impedancia de entrada: Muy no lineal. Corriente de colector: Picos altos y estrechos. Ancho de banda: Pequeño. Uso: Amplificación de señales “todo-nada” (ASK) o señales con modulación de ángulo. ATE-UO DCEC amp 90

El transistor trabaja “casi” en conmutación Amplificadores Clase C con pulsos de conducción muy estrechos (I) El transistor trabaja “casi” en conmutación Circuito resonante de alto Q L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC L RL C + - vRL VCC El circuito resonante resuena libremente y repone la energía que transfiere a la carga en los periodos de conducción del transistor. El valor de pico de la tensión de salida es aproximadamente el valor de la tensión de alimentación: vRL = VCC·sen(wt) El rendimiento es bastante alto. iC ATE-UO DCEC amp 91

Amplificador de potencia de BF Amplificadores Clase C con pulsos de conducción muy estrechos (II) Modulador de amplitud VCC’ = VCC+vtr Q1 L VCC + - vCE RL iC C VCC’ vRL Amplificador de potencia de BF vtr vtr vCC’ vCC iC vRL ATE-UO DCEC amp 92

+ - El amplificador Clase D con dos transistores (I) +VCC iC1 vCAC Q1 Es un amplificador conmutado Circuito básico simplificado: + - vRL RL +VCC iC2 Q1 Q2 iC1 vQ2 iRL VCC/2 vCAC CAC El valor medio de vRL es 0 (el valor medio de iRL es 0 por estar en serie con un condensador) El valor medio de vQ2 es VCC/2 (conduce la mitad del periodo) El valor medio de vCAC es VCC/2 (Kirchhoff) vQ2 VCC VCC/2 vRL VCC/2 -VCC/2 vRL = vQ2 – VCC/2 ATE-UO DCEC amp 93

+ + - - El amplificador Clase D con dos transistores (II) vQ2 +VCC vA Con señales moduladas PWM (I) VCC vQ2 +VCC iC2 Q1 Q2 iC1 + - vQ2 vA VCC/2 -VCC/2 vRL + - vRL RL L C A vA VCC/2 iL Filtro pasa-bajos Hay un problema con iL ATE-UO DCEC amp 94

+ - El amplificador Clase D con dos transistores (III) +VCC iC1 Q1 iL Con señales moduladas PWM (II) El problema está en el comportamiento inductivo de la entrada del filtro. Debido a él, iL ¹ 0 cuando se apaga uno de los transistores. Esa corriente no la puede conducir el otro transistor, porque es corriente inversa para él. +VCC iC2 Q1 Q2 iC1 + - vQ2 Ejemplo: Conducía Q1 Þ iC1 > 0 y iL > 0. Cesa la conducción de Q1 Þ iC1 = 0 y iL > 0. Debería ser iC2 = -iL, pero esto no es posible en un transistor bipolar. Soluciones: Diodos de libre circulación en paralelo con los transistores (los MOSFETs siempre los tienen como diodo parásito, pero suelen ser lentos). Filtros de entrada resistiva (diplexores). iL VCC/2 L + - ATE-UO DCEC amp 95

+ - El amplificador Clase D con dos transistores (IV) +VCC iC1 iD1 vRL Con señales moduladas PWM (III) Ejemplo anterior: Conducía Q1 Þ iC1 > 0 y iL > 0. Cesa la conducción de Q1 Þ iC1 = 0 y iL = iD2 > 0. + - vRL D1 RL L C +VCC iC2 D2 Q1 Q2 iC1 iD2 iD1 A vA iL VCC/2 vA VCC/2 -VCC/2 vRL ATE-UO DCEC amp 96

+ + - - El amplificador Clase D con dos transistores (V) Q2 D1 +VCC Con señales sin modular en PWM (I) Circuito básico: Q2 D1 +VCC iC2 D2 Q1 iC1 iD2 iD1 A + - vA iL VCC/2 CAC iL vRL + - vRL RL L C Filtro pasa-banda vA VCC/2 -VCC/2 ATE-UO DCEC amp 97

+ - El amplificador Clase D con dos transistores (VI) Q2 D1 +VCC iC2 Con señales sin modular en PWM (II) Los condensadores CAC y C se pueden agrupar en uno: Q2 D1 +VCC iC2 D2 Q1 iC1 iD2 iD1 + - vQ2 iL VCC/2 vRL RL L C Filtro pasa-banda iL vRL vQ2 VCC ATE-UO DCEC amp 98

= + + Armónicos El amplificador Clase D con dos transistores (VII) vRL Cálculo del valor de la tensión de salida: vRL DvRL vQ2 VCC VCC/2 = + + Armónicos DvRL = (VCC/2)·4/p = 2·VCC/p Luego la tensión de salida es proporcional a la tensión de alimentación Þ Puede usarse como modulador de amplitud. Menor frecuencia de operación debido a que los transistores trabajan en conmutación y a la presencia de dos transistores en “medio puente” o en “totem pole”. ATE-UO DCEC amp 99

El amplificador Clase D con dos transistores (VIII) Topología con los dos emisores (fuentes) a masa: El “Push-Pull” alimentado en tensión. Q1 VCC iC1 iC2 Q2 1:1:n + - vST DvRL = n·VCC·4/p iC1 180º iRL + - vRL RL L C Filtro pasa-banda vST n·VCC -n·VCC iC2 180º vRL DvRL ¡Nunca los dos transistores conduciendo! ATE-UO DCEC amp 100

El amplificador Clase D con dos transistores (IX) Topología con los dos emisores (fuentes) a masa: El “Push-Pull” alimentado en corriente. Q1 VCC iC1 iC2 Q2 1:1:n + - vQ1 vQ2 IC iST IC = p·n·DvRL/(4·RL) vQ1max 180º pVCC Filtro pasa-banda + - vRL RL L C vQ2max 180º pVCC iST IC/n -IC/n vRL DvRL ¡Nunca los dos transistores sin conducir! ATE-UO DCEC amp 101

+ - El amplificador Clase D con un transistor (I) +VCC LCH vCAC IC iRL Circuito básico simplificado: + - vRL RL +VCC iC1 Q1 IC vQ1 iRL VCC vCAC CAC LCH El valor medio de vRL es 0 (por el condensador CCA) El valor medio de vQ1 es VCC (por la bobina de choque LCH) El valor medio de vCAC es VCC (por Kirchhoff) vQ1 2·VCC VCC vRL = vQ1 – VCC ¡Ojo: no se puede colocar un filtro con entrada inductiva! vRL VCC -VCC ATE-UO DCEC amp 102

El amplificador Clase D con un transistor (II) Alternativas: Usar un diplexor (véase ATE-UO EC mez 12-15 de Electrónica de comunicaciones del grado). Colocar un condensador en paralelo con el transistor Þ Clase E. +VCC iC1 Q1 IC + - vQ1 iRL VCC CAC LCH RL L C R = RL R + - vRL Sin embargo, antes de estudiar el convertidor Clase E, vamos a estudiar las conmutaciones en un amplificador Clase D con dos transistores. Diseño: fC = 1/[2p(LC)1/2] L/C = 2R2 ATE-UO DCEC amp 103

Conmutación en un amplificador Clase D (I) Vamos a analizar cómo debe ser una buena conmutación en detalle. Como ejemplo analizaremos la apertura de Q1 y la entrada en conducción de Q2: Conducía Q1 Þ iQ1 > 0, iD1 = 0, ic1 = 0, iL > 0, vQ1 = 0 y vQ2 = VCC. Cesa la conducción de Q1 (Þ iQ1 = 0) y supongamos que iL > 0. Admitimos que durante el corto proceso de conmutación, iL no puede cambiar “mucho”. Es muy importante que no pongamos a conducir a Q2 inmediatamente (Q2 descargaría a C2, que está cargado a VCC). Existe, pues, un “tiempo muerto”. La corriente iL “redistribuye” la carga de los condensadores: Descarga a C2 y carga a C1. La tensión vQ2 (vQ1) baja (sube) en rampa. Cuando vQ2 = 0 empieza a conducir D2 y ya se puede dar orden de conducción a Q2. Q2 D1 +VCC iQ2 D2 Q1 iQ1 iD2 iD1 + - vQ2 iL C1 iC1 vQ1 iC2 C2 + - + - ATE-UO DCEC amp 104

Conmutación en un amplificador Clase D (II) Formas de onda: iQ2 iQ1 iD2 vQ2 Mando de Q1 Mando de Q2 t Q2 D1 +VCC iQ2 D2 Q1 iQ1 iD2 iD1 + - vQ2 iL C1 iC1 vQ1 iC2 C2 VCC iD2 + - + - ¡Q2 empieza a conducir cuando su tensión vale cero desde hace un tiempo! ATE-UO DCEC amp 105

Conmutación en un amplificador Clase D (III) Concepto de “conmutación a tensión cero” (ZVS): - El transistor empieza a conducir cuando su tensión ya era cero (no se hace cero por efecto de empezar a conducir). - Esto no genera pérdidas de conmutación. ¡¡Operar así es muy importante!! ATE-UO DCEC amp 106

Conmutación en un amplificador Clase D (IV) Condiciones para que ocurra ZVS: Q1 debe apagarse cuando aún hay corriente positiva por él. Esta corriente (iL) es la que se encarga de invertir la tensión en los transistores (redistribuir la carga de los condensadores). La corriente iL debe de invertirse posteriormente, para que se pueda repetir el proceso idénticamente con el otro transistor. ATE-UO DCEC amp 107

Conmutación en un amplificador Clase D (V) Para que Q1 tenga corriente positiva en el momento del apagado no debe haberse completado el ciclo resonante de iL, lo que implica que la frecuencia de conmutación debe ser algo mayor que la frecuencia de resonancia. El circuito conmuta “por encima de resonancia”. Si el circuito trabaja “por debajo de resonancia”, hay importantes problemas: - La corriente iL cambia de signo cuando Q1 está en condiciones de conducir. La corriente ya invertida la conduce D1. - El cambio de tensión en los condensadores se produce al entrar en conducción Q2. C1 se carga “traumáticamente” y C2 se descarga de igual modo (importantes pérdidas). - La salida de conducción de D1 es también “traumática” (por su recuperación inversa). ATE-UO DCEC amp 108

Conmutación en un amplificador Clase D (VI) Posibles modos de operación: vA iL vA iL vA iL iQ1 iQ1 Operación “por debajo de resonancia”. iQ2 iD2 iQ2 Operación “en resonancia”. iD1 Operación “por encima de resonancia”, con ZVS. Este amplificador pasa a ser un amplificador Clase D/E. ATE-UO DCEC amp 109

Estructura básica del amplificador Clase E Corriente resonante iL con valor medio nulo. Corriente constante IC por LCH (fuente de corriente constante tal que IC = PRF/VCC) +VCC LCH Q iQ IC Con nivel medio de tensión VCC. Existe una fuerte componente de alterna también. iL + - vRL RL L C D iD + - vQ iCp Cp Filtro pasa-banda ¡¡Es imprescindible operar con ZVS!! ATE-UO DCEC amp 110

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (I) iL + - vRL RL L C D iD vQ iCp Cp +VCC LCH Q iQ IC iS En modo óptimo, el diodo no conduce nunca. Cuando la señal de gobierno del transistor lo satura, empieza a conducir, creciendo la corriente “suavemente”. 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º -2 -1 1 2 iL/IC Control -1 1 2 3 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º iS/IC ATE-UO DCEC amp 111

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (II) iL + - vRL RL L C D iD vQ iCp Cp +VCC LCH Q iQ IC iS -1 1 2 3 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º iS/IC Control -1 1 2 3 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º iQ/IC iCp/IC La iS es conducida por el transistor primeramente y por el condensador Cp después. ATE-UO DCEC amp 112

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (III) iL + - vRL RL L C D iD vQ iCp Cp +VCC LCH Q iQ IC iS -1 1 2 3 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º iCp/IC Control -1 1 2 3 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º 4 vQ/VCC La tensión vQ crece “suavemente”, aunque alcanza una tensión considerable. ATE-UO DCEC amp 113

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo óptimo de funcionamiento (IV) Análisis de las conmutaciones: + - vQ Q iQ iQ ¡Casi sin pérdidas de conmutación! vQ Control La corriente se interrumpe “bruscamente”, pero la tensión crece “suavemente”. La tensión decrece “suavemente” y la corriente también crece “suavemente”. ATE-UO DCEC amp 114

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (I) Corriente resonante por la carga: iL(t) = IL·sen(wst - f). Corriente iS: iS(t) = IL·sen(wst - f) + IC. Condición de crecimiento suave de la corriente iS (y, por tanto, iQ): iS(0) = IL·sen(-f) + IC = 0, Þ sen(f) = IC / IL. Definimos la corriente iQ: - Si 0 < t < Ts/2, Þ iQ(t) = iS(t). - Si Ts/2 < t < Ts, Þ iQ(t) = 0 (Ts = 2p/ws) Definimos la corriente iCp: - Si 0 < t < Ts/2, Þ iCp(t) = 0. - Si Ts/2 < t < Ts, Þ iCp(t) = iS(t). Calculamos la tensión vQ en Ts/2 < t < Ts: iS IL f IC iQ IL+IC  t Ts/2 vQ(t) = (1/Cp) iCp(t)·dt. iCp ATE-UO DCEC amp 115

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (II)  t Ts/2 vQ(t) = (1/Cp) iCp(t)·dt = -[cos(f) + cos(wst - f) - (wst - p)·sen(f)]·IL / (Cp·ws). Para que las conmutaciones sean las deseadas Þ vQ(Ts) = 0 Þ IC = IL·(2/p)·cos(f). Por tanto: sen(f) = IC / IL tg(f) = 2/p cos(f) = (p/2)·IC / IL El valor medio de vQ tiene que ser VCC:  Ts Ts/2 (1/Ts) vQ(t)·dt = VCC = IC / (p·Cp·ws). iCp Teniendo en cuenta esto, se puede re-escribir el valor de vQ: Control vQ(t) = p·VCC·[wst - 3p/2 - (p/2)·cos(wst) - sen(wst)] vQ (válido en Ts/2 < t < Ts) VCC ATE-UO DCEC amp 116

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (III) Valores extremos y medios de las magnitudes eléctricas: f = arctg(2/p) = 32,48º. iS 1,86·IC IL / IC= 1/sen(f) = 1,86. 32,48º iQ_max = iS_max = 1,86·IC + IC = 2,86·IC. IC ficp=0 = p + 2·f = 244,96º. iQ 2,86·IC vQ_max = vQ(ficp=0/ws). iQ_med = IC vQ(ficp=0/ws) = 2·f·p·VCC = 3,56·VCC. 244,96º iQ_med = iS_med = IC. iCp vQ_med = VCC. Potencias: PCC = IC·VCC. PRF = RL·IL2/2. 3,56·VCC vQ vQ_med = VCC ATE-UO DCEC amp 117

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (IV) Como el transistor trabaja en conmutación sin pérdidas, el rendimiento es, teóricamente, 100%. Por tanto: PCC = PRF Þ PRF = RL·IL2/2 = IC·VCC. Procedimiento de diseño en modo óptimo: Datos de partida: PRF y VCC. Calculamos IC: IC = PRF / VCC. Calculamos IL: IL = IC / sen(f) = 1,86·PRF / VCC. Calculamos RL: RL = 2·PRF / IL2 = 2·sen2(f)·VCC2 / PRF = 0,57675·VCC2 / PRF. Calculamos Cp: Cp = IC / (p·VCC·ws) = PRF / (VCC2·ws·p). Quedan pendientes dos asuntos: - Cómo deben ser L y C para que f = 32,48º. - Cómo transformar le valor de RL obtenido en un valor “estándar” (normalmente 50 W). ATE-UO DCEC amp 118

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (V) + - vQ iL Cp +VCC LCH Q IC Cálculo de L y C para que f = 32,48º (I): vQ vCC 1er armónico (Fourier) + VCC + vQ1 - vQ VCC iL vQ 16,574º vQ1 1,639·VCC vCC ATE-UO DCEC amp 119

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VI) Cálculo de L y C para que f = 32,48º (II): + vQ1 - vQ VCC -iL -45º 0º 90º 180º 270º 360º vQ1 32,482º -iL 16,574º fVI fVI = 32,482º + 16,574º = 49,056º Luego el circuito sintonizado debe ser inductivo con un desfase de 49,056º. ATE-UO DCEC amp 120

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VII) Cálculo de L y C para que f = 32,48º (III): Estudiamos el comportamiento frente al primer armónico: + vQ1 -iL - vRL RL L C Resuena a ws -iL + - vRL RL LR C Lind vQ1 -iL + - vRL RL Lind vQ1 Condición 1ª: Para obtener un desfase tensión corriente de 49,056º: tg(fVI) = 1,1526 = Lind·ws/RL Condición 2ª: La resonancia de LR y C implica: ws = 1/(LR·C)1/2 ATE-UO DCEC amp 121

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (VIII) Cálculo de L y C para que f = 32,48º (IV): Condición 3ª: Factor de calidad QL suficientemente alto como para asumir comportamiento senoidal en iL: QL = L·ws / RL = (LR + Lind)·ws / RL = LR·ws / RL + Lind·ws / RL = = 1 / (C·ws·RL) + 1,1526 (normalmente QL > 3) Resuena a ws RL LR C Lind Resumen: C = 1 / [(QL - 1,1526) ·ws·RL] LR = 1 / (ws2·C) Lind = 1,1526·RL / ws L = LR + Lind = 1 / (ws2·C) + 1,1526·RL / ws ATE-UO DCEC amp 122

+ - + - Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (IX) +VCC LCH Uso de una red de adaptación de impedancias: + - vQ C iL L iCp Cp +VCC LCH Q iQ IC iS Circuito resonante Red de adaptación + - vRL RL’ Lred Cred RL Red de adaptación cuando RL < RL’ Lred·ws = [RL·(RL’-RL)]1/2 Lred/Cred = RL·RL’ ATE-UO DCEC amp 123

Análisis del amplificador Clase E en modo óptimo (X) En caso de ser RL > RL’: + - vQ C iL L iCp Cp +VCC LCH Q iQ IC iS Circuito resonante Red de adaptación + - vRL RL’ Lred Cred RL Lred·ws = [RL’·(RL-RL’)]1/2 Lred/Cred = RL·RL’ ATE-UO DCEC amp 124

(el valor de IC es el de f = 32,48º en todas las gráficas) Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (I) iL + - vRL RL L C D iD vQ iCp Cp +VCC LCH Q iQ IC iS En modo sub-óptimo, el diodo D sí conduce. Para alcanzar este modo, hay que subir la frecuencia. Como consecuencia f crece. 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º -2 -1 1 2 iL_f=32,48º/IC Control iL_f=48,72º/IC -1 1 2 3 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º iS_f=32,48º/IC iS_f=48,72º/IC (el valor de IC es el de f = 32,48º en todas las gráficas) ATE-UO DCEC amp 125

(el valor de IC es el de f = 32,48º en todas las gráficas) Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (II) -2 2 4 0º 90º 180º 270º 360º iQ_f=32,48º/IC iCp_f=32,48º/IC iQ_f=48,72º/IC iCp_f=48,72º/IC iD_f=48,72º/IC (el valor de IC es el de f = 32,48º en todas las gráficas) La iS es conducida por el diodo D primeramente, después por el transistor Q y finalmente por el condensador Cp . ATE-UO DCEC amp 126

Formas de onda en un amplificador Clase E en modo sub-óptimo de funcionamiento (III) -1 1 2 3 0º 45º 90º 135º 180º 225º 270º 315º 360º 4 vQ_f=32,48º/VCC vQ_f=48,72º/VCC Algunas relaciones de interés: IC_f=48,72º / IC_f=32,48º = 0,559 (55,9% también de PRF). IL_f=48,72º / IL_f=32,48º = 0,715 IL_f=32,48º / IC_f=32,48º = 1,862 IL_f=48,72º / IC_f=48,72º = 2,381 (mayor proporción de corriente alterna). ATE-UO DCEC amp 127

Estructura básica del amplificador Clase F (I) Vamos a suponer que el transistor trabaja en conmutación, aunque no es imprescindible. + - vQ +VCC LCH Q iQ IC Sintonizado a n·fs (n impar) Sintonizado a 3·fs Sintonizado a 5·fs L3 C3 L5 C5 Ln Cn L1 C1 + - vRL RL Sintonizado a fs ATE-UO DCEC amp 128

Estructura básica del amplificador Clase F (II) Circuito equivalente para analizar el funcionamiento del amplificador: Equivalente (salvo cálculos que impliquen a la fuente de alimentación VCC y a la bobina LCH) + - vRL RL L3 C3 L5 C5 vQ iQ IC Ln Cn L1 C1 VCC ii ATE-UO DCEC amp 129

Estructura básica del amplificador Clase F (III) Calculamos la tensión vQ: - Si 0 < t < Ts/2, Þ vQ(t) = 0. - Si Ts/2 < t < Ts, Þ vQ(t) = IC·(Z1 + Z3 + Z5 + … Zn) + VCC (Ts = 2p/ws) Estudiamos vQ por Laplace y obtenemos: Zcx = (Lx/Cx)1/2; Zc3 = Zc1/3; Zc5 = Zc1/5; Zc7 = Zc1/7 vQ_n=3 vQ_n=3,5 vQ_n=3,5,7 Conclusión: la tensión sobre el transistor tiende a ser una onda cuadrada de amplitud 2·VCC. VCC Impedancia Z3 +Z5+ … Zn Control Ts/2 Ts 3Ts/2 vRL Impedancia Z1 ATE-UO DCEC amp 130

Diseño para máxima “planitud” de un amplificador Clase F Se puede demostrar que se obtiene máxima “planitud” en vQ si se cumplen las siguientes condiciones (Zcx = (Lx/Cx)1/2): Con n = 3: Zc3 = Zc1/9. Con n = 5: Zc3 = Zc1/6; Zc5 = Zc1/50. Con n = 7: Zc3 = Zc1/5; Zc5 = Zc1/25; Zc7 = Zc1/245. vQ_n=3 vQ_n=3,5 vQ_n=3,5,7 VCC Ts/2 Ts 3Ts/2 ATE-UO DCEC amp 131

Operación idealizada de un amplificador Clase F (I) Se supone que iRL es senoidal de valor medio nulo. Se supone que vQ es una onda cuadra de valor de pico 2·VCC (y valor medio VCC). El valor de pico del primer armónico de la tensión vQ vale: vQ1_pico = VCC·4/p. Este armónico llega íntegro a la carga. Por tanto: iRL_pico = vQ1_pico/RL= VCC·4/(RL·p) Por tanto: PRF = 8·VCC2/(p2·RL) Al ser un amplificador conmutado h = 100% y, por tanto: PCC = VCC·IC = PRF = 8·VCC2/(p2·RL) IC = 8·VCC/(p2·RL) = 2·iRL_pico/p Ts/2 Ts iRL iRL_pico vQ 2VCC ATE-UO DCEC amp 132

Operación idealizada de un amplificador Clase F (II) Al no haber armónicos impares en ii y ser iRL senoidal, ip debe estar formado sólo por armónicos pares. Como ip sólo tiene armónicos pares y es simétrica con relación a 3Ts/4, también lo es con relación a Ts/2. 2VCC Ts/2 Ts 3Ts/4 vQ iRL iRL_pico IC iQ_pico = 2·iRL_pico IC = iQ_pico/p (como en Clase B) iRL_pico ip IC-iRL_pico ii IC 2·iRL_pico IC-iQ_pico iQ_pico 2·iRL_pico IC=iQ_pico/p iQ ATE-UO DCEC amp 133

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (I) Sin bobina de choque y con circuito sintonizado serie al fundamental: Sintonizado a n·fs (n impar) Sintonizado a 3·fs Sintonizado a fs Sintonizado a 5·fs + - vRL RL L5 C5 vQ +VCC Q iQ Ln Cn ii iRL L3 C3 L1 C1 ii iRL vQ iQ ATE-UO DCEC amp 134

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (II) Usando una línea de l/4 (I): El transistor ve el circuito resonante paralelo como un resonante serie. A todos los armónicos el condensador presenta baja impedancia. A todos los armónicos impares, la línea de transmisión invierte impedancia. A los pares no. A todos los armónicos impares el transistor ve altas impedancias. A los pares bajas impedancias. Ca + - vQ +VCC LCH Q iQ IC ii l/4 iRL + - vRL RL L1 C1 ip ATE-UO DCEC amp 135

Otras realizaciones prácticas de un amplificador Clase F (III) Usando una línea de l/4 (II): l/4 + - vRL RL vQ Q iQ iRL L1 C1 +VCC ii ATE-UO DCEC amp 136