Transístor bipolar  O termo Transístor resulta da aglutinação dos termos ingleses TRANsfer + reSISTOR (resistência de transferência). O termo bipolar.

Transístor bipolar  O termo Transístor resulta da aglutinação dos termos ingleses TRANsfer + reSISTOR (resistência de transferência). O termo bipolar refere-se ao facto dos portadores electrões e lacunas participarem no processo do fluxo de corrente.

Constituição Um transístor bipolar (com polaridade NPN ou PNP) é constituído por duas junções PN (junção base-emissor e junção base-colector) de material semicondutor (silício ou germânio) e por três terminais designados por Emissor (E), Base (B) e Colector (C). Altamente dopado Menos dopado que o Emissor e mais dopado que a Base Camada mais fina e menos dopada N – Material semicondutor com excesso de electrões livres P – Material semicondutor com excesso de lacunas

Junções PN internas e símbolos
Junção PN base - emissor Junção PN base - colector

Principio de funcionamento
Para que o transístor bipolar conduza é necessário que seja aplicada na Base uma corrente mínima (VBE ≥ 0,7 Volt), caso contrário não haverá passagem de corrente entre o Emissor e o Colector. IB = 0 O transístor não conduz (está ao corte) Se aplicarmos uma pequena corrente na base o transístor conduz e pode amplificar a corrente que passa do emissor para o colector. Uma pequena corrente entre a base e o emissor… …origina uma grande corrente entre o emissor e o colector

Utilização O transístor bipolar pode ser utilizado:
como interruptor electrónico. na amplificação de sinais. como oscilador.

Polarização Para o transístor bipolar poder ser utilizado com interruptor, como amplificador ou como oscilador tem que estar devidamente polarizado através de uma fonte DC. Para o transístor estar correctamente polarizado a junção PN base – emissor deve ser polarizada directamente e a junção base – colector deve ser polarizada inversamente. Regra prática: O Emissor é polarizado com a mesma polaridade que o semicondutor que o constitui. A Base é polarizada com a mesma polaridade que o semicondutor que a constitui. O Colector é polarizado com polaridade contrária à do semicondutor que o constitui. Emissor Base Colector P N + -

Polarização + - P N + + _ _ Emissor Base Colector
Rc Rc Rb – Resistência de polarização de base Rc – Resistência de colector ou resistência de carga Rb Rb + _

Representação de tensões e correntes
VCE – Tensão colector - emissor VBE – Tensão base – emissor VCB – Tensão colector - base IC – Corrente de colector IB – Corrente de base IE – Corrente de emissor VRE – Tensão na resistência de emissor VRC – Tensão na resistência de colector

Relação das correntes IE = IC + IB +
Rc Rb + IC IE IB Considerando o sentido convencional da corrente e aplicando a lei dos nós obtemos a seguinte relação das correntes num transístor bipolar IE = IC + IB

Características técnicas
Utilizando o código alfanumérico do transístor podem-se obter as suas características técnicas por consulta de um data book ou de um data sheet do fabricante. IC É a máxima corrente de colector que o transístor pode suportar. Se este parâmetro for excedido o componente poderá queimar. VCEO Tensão máxima colector – emissor com a base aberta. VCBO Tensão máxima colector – base com o emissor aberto. VEBO Tensão máxima emissor – base com o colector aberto. hFE ou  Ganho ou factor de amplificação do transístor. hFE = IC : IB Pd Potência máxima de dissipação. fT Frequência de transição (frequência para a qual o ganho do transístor é 1 ou seja, o transístor não amplifica mais a corrente).

Substituição de transístores por equivalentes
Num circuito não se pode substituir um transístor de silício por um de germânio ou vice – versa. Também não se pode trocar directamente um transístor NPN por um PNP ou vice – versa. A letra (A, B, C…) que pode aparecer no fim do código alfanumérico indica sempre aperfeiçoamentos ou melhorias em pelo menos um dos parâmetros, limites ou características do transístor. Exemplo: O BC548A substitui o BC548. O BC548A não substitui o BC548B

Lucínio Preza de Araújo
Dissipadores de calor O uso de dissipadores ou radiadores externos de calor são quase que obrigatórios nos transístores que trabalham com potências elevadas de modo a evitar o sobreaquecimento do componente e a sua possível destruição. Lucínio Preza de Araújo

CONCEPTOS BASICOS DE ELECTRONICA DE POTENCIA
Electronica de potencia tiene que ver con el estudio y diseño de equipos que aplican energia a un proceso productivo La diferenciamos de la electronica tradicional ya que esta se concentra en procesar señales Amplificarlas,filtrarlas transmitirlas y generarlas Señal es algo que expresa el comportamiento y descripcion de un circuito Usted lo puese asimilar a una onda que se ve en un osciloscopio

LA ELECTRONICA DE POTENCIA RESUELVE RETOS INDUSTRIALES Y DE PRODUCCION SOBRETODO MODERNIZANDO PROCESOS ANTIGUOS VAMOS A ILUSTRAR ESE ESCENARIO CONVERSORES DE ENERGIA FUENTES DE PODER SUCHEADAS RESONANTES CALENTAMIENTO POR INDUCCION CONTROL DE MOTORES Y SERVOACTUADORES SISTEMAS DE ILUMINACION CONTROL DE MOTORES CONTROL DE HERRAMIENTAS PROCESOS DE ALIMENTOS MATERIAS PRIMAS RECICLAJE APLICACIONES DEL AGRO APLICACIONES BIOMEDICAS COMUNICACIONES

FUENTES DE SUICHEO VER LOS VIDEOS

FERRITAS BOBINAS NUCLEOS Y BOBINADORAS
NORMALES Y DE TOROIDES (VER VIDEOS)

LOS IGBTs VER VIDEOS DE SU FUNCIONAMIENTO Y DE LOS FETS

BOBINAS

CAPACITORES POLYESTER

DIODOS DE POTENCIA y BAJA SEÑAL

VARISTORES GAS ARRESTER TVS (VER VIDEO)

TERMINALES

BORNERAS

CABLES CONDUCTORES

TERMOFUNDIBLE ( VER VIDEO)

EL DIODO DE POTENCIA

i = IS·(e -1) i » IS·e i » (V-Vg)/rd i » -IS VT = k·T/q
Ideas generales sobre diodos de unión PN i = IS·(e -1) V VT Ecuación característica del diodo: donde: VT = k·T/q IS = A·q·ni2·(Dp/(ND·Lp)+Dn/(NA·Ln)) Operación con polarización directa con VO > V >> VT, siendo VO la tensión interna de equilibrio de la unión: (dependencia exponencial) i » IS·e V VT Operación con polarización directa con V > VO >> VT: i » (V-Vg)/rd donde Vg es la tensión de codo del diodo y rd su resistencia dinámica Polarización inversa con V << -VT (corriente inversa de saturación que es muy pequeña y casi independiente de la tensión) i » -IS

+ - i [mA] V [V] i [A] V [V] (recta) pendiente = 1/rd (exponencial) V
Ideas generales sobre diodos de unión PN V Curva característica (recta) P N + - i V 1 -1 i [mA] V [V] pendiente = 1/rd (exponencial) DIODOS DE POTENCIA -0,8 -1 i [A] V [V] (constante)

+ - - - - - P N + + + + - + i + V - i [A] V [Volt.]
Ideas generales sobre diodos de unión PN Avalancha primaria P N + - - + + - + - DIODOS DE POTENCIA i + V - -40 -2 i [A] V [Volt.] La corriente aumenta fuertemente si se producen pares electrón-hueco adicionales por choque con la red cristalina de electrones y huecos suficientemente acelerados por el campo eléctrico de la zona de transición

+ - i i Ánodo V curva característica Cátodo V
Concepto de diodo ideal En polarización directa, la caída de tensión es nula, sea cual sea el valor de la corriente directa conducida i V curva característica i Ánodo + DIODOS DE POTENCIA V Cátodo - En polarización inversa, la corriente conducida es nula, sea cual sea el valor de la tensión inversa aplicada

Ánodo P N Ánodo Cátodo Cátodo Terminal
El diodo semiconductor encapsulado Terminal P N Ánodo Ánodo Encapsulado (cristal o resina sintética) Contacto metal-semiconductor DIODOS DE POTENCIA Oblea de semiconductor Contacto metal-semiconductor Marca señalando el cátodo Cátodo Cátodo

DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos Axiales DO 41 DO 15 DO 35

Encapsulados de diodos
Para usar radiadores DIODOS DE POTENCIA

DO 5 B 44 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos
Para grandes potencias DO 5 DIODOS DE POTENCIA B 44

DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos Agrupaciones de 2 diodos
2 diodos en serie 2 diodos en cátodo común DIODOS DE POTENCIA

DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos
Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones) DIODOS DE POTENCIA

Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar) DIODOS DE POTENCIA Nombre del dispositivo

Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados para el mismo dispositivo Nombre del dispositivo Encapsulados DIODOS DE POTENCIA

Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos) Dual in line DIODOS DE POTENCIA

Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos) DIODOS DE POTENCIA

Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor DIODOS DE POTENCIA

DIODOS DE POTENCIA Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos
Dan origen a módulos de potencia - Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia - Minimizan las inductancias parásitas del conexionado - Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc - Se pueden pedir a medida Control de Motores DIODOS DE POTENCIA Electrónica militar

rd V i V V DIODOS DE POTENCIA ideal Circuito equivalente estático
Curva característica real i V Curva característica ideal Curva característica asintótica. Pendiente = 1/rd DIODOS DE POTENCIA V ideal Modelo asintótico rd Circuito equivalente asintótico V

DIODOS DE POTENCIA Características fundamentales de cualquier diodo
1ª -Máxima tensión inversa soportada 2ª -Máxima corriente directa conducida 3ª -Caída de tensión en conducción 4ª -Corriente de inversa en bloqueo 5ª -Velocidad de conmutación 1ª Máxima tensión inversa soportada DIODOS DE POTENCIA Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada Baja tensión 15 V 30 V 45 V 55 V 60 V 80 V Media tensión 100 V 150 V 200 V 400 V Alta tensión 500 V 600 V 800 V 1000 V 1200 V Ejemplo de clasificación

DIODOS DE POTENCIA 1ª Máxima tensión inversa soportada
El fabricante suministra (a veces) dos valores: - Tensión inversa máxima de pico repetitivo VRRM - Tensión inversa máxima de pico no repetitivo VRSM DIODOS DE POTENCIA La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser determinante del deterioro irreversible del componente

DIODOS DE POTENCIA 2ª Máxima corriente directa conducida
El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores: - Corriente eficaz máxima IF(RMS) - Corriente directa máxima de pico repetitivo IFRM - Corriente directa máxima de pico no repetitivo IFSM DIODOS DE POTENCIA Depende de la cápsula

rd V i V ideal DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente V rd ideal DIODOS DE POTENCIA i V 5 A ID VD

DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión soportable por el diodo DIODOS DE POTENCIA

Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente IF(AV) = 4A, VRRM = 200V DIODOS DE POTENCIA 25A IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V En escala lineal no son muy útiles Frecuentemente se representan en escala logarítmica 25A

Curva característica en escala logarítmica IF(AV) = 25A, VRRM = 200V IF(AV) = 22A, VRRM = 600V DIODOS DE POTENCIA 20A 20A

Los Schottky tienen mejor comportamiento en conducción para VRRM < 200 (en silicio) DIODOS DE POTENCIA 10A

Schottky de VRRM relativamente alta DIODOS DE POTENCIA 10A La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al aumentar VRRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN

DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción Schottky Schottky
Similares valores de VRRM y similares caídas de tensión en conducción PN

DIODOS DE POTENCIA 4ª Corriente de inversa en bloqueo
Depende de los valores de IF(AV) y VRRM, de la tensión inversa (poco) y de la temperatura (mucho) Algunos ejemplos de diodos PN Crece con IF(AV) Crece con Tj IF(AV) = 8A, VRRM = 200V DIODOS DE POTENCIA IF(AV) = 4A, VRRM = 200V IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V

DIODOS DE POTENCIA 4ª Corriente de inversa en bloqueo Crece con IF(AV)
Crece con Tj Dos ejemplos de diodos Schottky Decrece con VRRM IF(AV) = 10A, VRRM = 40V IF(AV) = 10A, VRRM = 170V DIODOS DE POTENCIA

5ª Velocidad de conmutación
Comportamiento ideal de un diodo en conmutación a b V1 V2 R i V + - Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado) DIODOS DE POTENCIA i V t V1/R -V2

R i i a b + V2 t V V1 - V trr V1/R ts tf (i= -0,1·V2/R) -V2/R -V2
5ª Velocidad de conmutación Comportamiento real de un diodo en conmutación Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado) a b V1 V2 R i V + - i V t V1/R -V2/R ts -V2 trr tf (i= -0,1·V2/R) DIODOS DE POTENCIA ts = tiempo de almacenamiento (storage time ) tf = tiempo de caída (fall time ) trr = tiempo de recuperación inversa (reverse recovery time )

5ª Velocidad de conmutación
Comportamiento real de un diodo en conmutación Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido) i a b V1 V2 R i V + - tr 0,9·V1/R td 0,1·V1/R tfr DIODOS DE POTENCIA td = tiempo de retraso (delay time ) tr = tiempo de subida (rise time ) tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time ) El tiempo de recuperación directa genera menos problemas reales que el de recuperación inversa

DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación
Información suministrada por los fabricantes Corresponde a conmutaciones con cargas con comportamiento inductivo DIODOS DE POTENCIA IF(AV) = 8A, VRRM = 200V

DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación STTA506D
Más información suministrada por los fabricantes STTA506D DIODOS DE POTENCIA

DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación
La velocidad de conmutación (valorada con la trr) ayuda a clasificar los diodos Standard Fast Ultra Fast Schottky VRRM trr IF 100 V V 100 V V 200 V V 15 V V > 1 s 100 ns – 500 ns 20 ns – 100 ns < 2 ns 1 A – 150 A 1 A – 50 A DIODOS DE POTENCIA Las características de todos los semiconductores (por supuesto, también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf) Direcciones web

rd V iD iD Þ ideal DIODOS DE POTENCIA PDcond = V·IM + rd · Ief2
Pérdidas en diodos Son de dos tipos: - Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables) - Dinámicas Pérdidas estáticas en un diodo iD Forma de onda frecuente V rd ideal iD DIODOS DE POTENCIA Potencia instantánea perdida en conducción: pDcond (t) = vD (t)·iD (t) = (V + rd · iD(t)) · iD(t) Potencia media en un periodo: Þ PDcond = V·IM + rd · Ief2 IM : Valor medio de iD(t) Ief : Valor eficaz de iD(t)

trr iD t DIODOS DE POTENCIA VD
Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo Las conmutaciones no son perfectas Hay instantes en los que conviven tensión y corriente La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción iD t VD 0,8 V -200 V 10 A 3 A trr DIODOS DE POTENCIA Potencia instantánea perdida en la salida de conducción: pDsc (t) = vD (t)·iD (t) = Potencia media en un periodo:

DIODOS DE POTENCIA Información de los fabricantes sobre pérdidas
Estáticas (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506) DIODOS DE POTENCIA

(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506) Dinámicas DIODOS DE POTENCIA

Dinámicas (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506) DIODOS DE POTENCIA

a j c Si DIODOS DE POTENCIA RTHjc RTHca Características Térmicas
Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de ºC Magnitudes térmicas: - Resistencias térmicas, RTH en ºC/W - Increm. de temperaturas, ΔT en ºC - Potencia perdida, P en W Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·RTH DIODOS DE POTENCIA Si j Unión (oblea) P (W) RTHjc RTHca a Ambiente Magnitudes eléctricas: - Resistencias eléctricas, R en Ω - Difer. de tensiones, V en voltios - Corriente, I en A c Encapsulado RTH Þ R ΔT Þ V P Þ I Equivalente eléctrico

a j c a Si j c TC TJ Ta RTHjc RTHca DIODOS DE POTENCIA
Características Térmicas RTH Þ R ΔT Þ V P Þ I Equivalente eléctrico Ambiente Si j Unión c Encapsulado a P (W) RTHjc RTHca P RTHjc RTHca Ta j c a 0º K TC TJ DIODOS DE POTENCIA Por tanto: ΔT = P·ΣRTH Þ Tj-Ta = P·(RTHjc + RTHca) Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·RTHca

DIODOS DE POTENCIA Características Térmicas
La resistencia térmica unión-cápsula es baja ( 0,5-5 ºC/W) La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta ( ºC/W) IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V DIODOS DE POTENCIA Cápsula TO 3 TO 5 TO 66 TO 220 TOP 3 RTHca [ºC/W] 30 105 45 60 40 Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente. Para ello se coloca un radiador en la cápsula.

a j c a c j Si Ta TC TJ RTHrad RTHjc RTHca DIODOS DE POTENCIA
Características Térmicas RTHrad Ambiente Si j Unión c Encapsulado a P (W) RTHjc RTHca c P RTHjc RTHca Ta a 0º K TC TJ j RTHrad DIODOS DE POTENCIA Por tanto: Tj-Ta = P·[RTHjc + (RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)] Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]

17 El transistor de efecto de campo de potencia.
Dispositivos semiconductores de potencia. Interruptores. El transistor MOSFET de potencia. 17 El transistor de efecto de campo de potencia. 17.1 Estructura de un MOSFET de potencia. 17.2 Características estáticas. 17.3 Características dinámicas. Conmutación con carga resistiva. Conmutación con carga inductiva. 17.4 Cálculo de pérdidas.

17.5 Circuitos de gobierno de puerta.
Circuitos sin aislamiento. Circuitos con aislamiento. Circuito de bomba de carga (bootstrap). 17.6 Encapsulado y datos de catálogo de fabricantes.

17.1 Estructura de un MOSFET de potencia.
Uso como interruptores controlados por tensión. Impedancia de entrada elevada: Capacidad. Los MOSFET de canal p tienen propiedades inferiores. n- p n Puerta Surtidor Drenador Óxido Un MOSFET de potencia se compone de muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo. La conducción se hace con portadores mayoritarios.

17.2 Características estáticas.
Cuando VGS es menor que el valor umbral, VGS,TH, el MOSFET está abierto (en corte). Un valor típico de VGS,TH es 3V. VGS suele tener un límite de ±20V. Cuando VGS es mayor de 7V el dispositivo está cerrado. Suele proporcionarse entre 12 y 15 V para minimizar la caída de tensión VDS. Cuando conduce se comporta, estáticamente, como una resistencia: RON. En un MOSFET de potencia suele ser más limitante RON que el máximo de corriente. Conociendo RON las pérdidas se pueden calcular con el valor eficaz de la corriente al cuadrado. VDS ID VGS=15V VGS=12V VGS=7V VGSVGS,TH Corte Cerrado ID,MAX VDS,MAX Avalancha PMAX SOAR

Interruptor abierto: VDS>0
17.2 Características estáticas. Interruptor abierto: VDS>0 Ambas uniones, pn y pn-, están inversamente polarizadas. La tensión drenador-surtidor cae en la unión p-n-. La región n- está ligeramente dopada para alcanzar el valor requerido de tensión soportada (rated voltage). Tensiones de ruptura grandes requieren zonas n poco dopadas de gran extensión n- p n VDS Zona de deplexión S D G

Interruptor cerrado: IDS>0
17.2 Características estáticas. Interruptor cerrado: IDS>0 n- p n canal ID VGS S D G Con suficiente VGS se forma un canal bajo la puerta que permite la conducción. RON es la suma de resistencias: contactos de surtidor y drenador, región n-, canal ... Cuando la tensión de ruptura aumenta, la región n- domina en el valor de RON . En una zona poco dopada no hay muchos portadores, por lo que RON se incrementa rápidamente si la tensión de ruptura se quiere hacer de varios centenares de voltios. Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o iguales a 500V. Más allá es preferible, en general, un IGBT (o BJT). El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante superiores a su valor medio máximo (rated current).

Diodo parásito de la unión pn-
17.2 Características estáticas. Diodo parásito de la unión pn- El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa. Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET. La mayoría son diodos lentos. Esto provoca grandes picos de corriente de recuperación inversa que pueden destruir el dispositivo. Se producen diodos de rápida recuperación. El dispositivo se dimensiona para soportar la corriente de pico en la conmutación. El diodo se puede anular o substituir por otro externo n- p n VDS S D G

17.3 Características dinámicas.
Los tiempos de conmutación del MOSFET se deben principalmente a sus capacidades e inductancias parásitas, así como a la resistencia interna de la fuente de puerta. Grande, constante Pequeño, no lineal Intermedio, no lineal Parámetros parásitos. CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada Se mide con la salida en cortocircuito. CRSS: CGD Capacidad Miller o de transferencia inversa. COSS: CDS + CGD Capacidad de salida se mide con la entrada cortocircuitada LD: Inductancia de drenador LS: Inductancia de fuente. Las capacidades son moduladas. Ejemplo: (CO y V0 son constantes que dependen del dispositivo).

1.- Entrada en conducción.
Conmutación con carga resistiva pura. 1.- Entrada en conducción. 2.- Salida de conducción. VDS ID tON IDMAX VDD t tD(on) tR VGG VGS Efecto Miller 90% 10% VDS ID tOFF IDMAX VDD t tD(off) tF VGG VGS Efecto Miller 90% 10%

17.3.2 Conmutación con carga inductiva.
Entrada en conducción VDS ID tON IMAX VDD t t1 t2 IRR DIODO 1.- La corriente de la bobina es conducida por el diodo y el MOSFET alternativamente. 2.- Cuando conduce, por poco que sea, la tensión de un diodo es nula. 3.- Cuando el diodo deja de conducir se produce un pico de recuperación inversa que debe asumir el MOSFET. 4.- El MOSFET tiene más pérdidas, sobretodo en la entrada a conducción. 5.- El efecto Miller tiene lugar durante t2, que es cuando se carga la capacidad CGD.

Conmutación simplificada
17.4 Pérdidas en conmutación (carga resistiva). Conmutación simplificada VDS iD IDMAX VDD t tF I D V DMAX DD SOAR MAX P La energía disipada en entrada de conducción se calcula de forma similar. Durante tF:

17.4 Pérdidas en conmutación (carga resistiva).
Ejemplo. Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RON=0,55 W para el caso de que su tensión y corriente sean las de la figura. Hágase el cálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de: a) f =10kHz VDS iD 5A 150V t 100ns dT (1-d)T b) f =150kHz f PS PTOT 10kHz 0,25W 1,08W 150kHz 37,5W 38,3W

17.4 Pérdidas en conmutación (carga inductiva).
Entrada en conducción VDS ID tON IMAX VDD t t1 t2 IRR Durante t1: Durante t2:

SOAR En t1: En t2: 17.4 Pérdidas en conmutación (carga inductiva). VDS
Salida de conducción I D V DMAX DD SOAR MAX P Recuperación inversa VDS iD tOFF IMAX VDD t t1 t2 Sobretensión En t1: En t2:

17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
Sin aislamiento. 1.- Circuito para disminuir el efecto Miller. 2.- Los transistores de puerta son de señal y por tanto más rápidos. 3.- La resistencia de puerta, r, es muy pequeña (<10Ω) y se coloca para proteger la puerta de posibles picos de tensión. IC ID 4.- Las capacidades se cargan linealmente, con corriente constante. 5.- La etapa de transistores actúa como un inversor con capacidad de dar cierta corriente. 6.- La potencia que maneja el circuito de gobierno es muy pequeña.

Necesidad de aislamiento. Etapa típica de fuente de alimentación
17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers) Necesidad de aislamiento. Etapa típica de fuente de alimentación 1.- Siempre hay un solo interruptor cerrado generándose una onda cuadrada sobre R. 2.- Cuando cierra el interruptor de abajo, en G y en S debe haber 0V. 3.- Cuando es el MOSFET quien se cierra, en su surtidor hay 500V. 4.- En ese momento, para mantener el MOSFET cerrado, en puerta debe haber 515V. 5.- En general, en equipos de potencia todas las fuentes de tensión deben estar referidas a masa, pues provienen de VG. 6.- Se necesita una tensión superior a la propia VG. 7.- En la resolución de este problema, los circuitos de bomba de carga se han impuesto a los transformadores de impulsos.

17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
BOOTSTRAP 1.- Cuando se cierra el interruptor inferior el condensador se carga a 15V en un solo ciclo. 2.- Cuando en S hay 500V el diodo impide que CBOOT se descargue. 3.- El diodo debe ser capaz de bloquear toda la tensión del circuito. 4.- Con dos transistores auxiliares se aplica la tensión de CBOOT a la puerta del MOSFET de potencia. 5.- CBOOT debe tener una capacidad muy superior a la de puerta para que apenas se descargue. QG Carga de puerta. VCC 15V 1,5V para los transistores auxiliares. 12V mínimo en puerta.

Características de diferentes MOSFET de potencia.
Referencia VDS,MAX ID,MAX RON QG (típica) tc (típico) SMM70N06 60V 70A 0,018 120nC 120ns IRF510 100V 5,6A 0,54  5nC 47ns IRF540N 100V 27A 0,052  71nC 74ns APT10M25BVR 100V 75A 0,025  150nC 50ns IRF740 400V 10A 0,55  35nC 40ns APT4012BVR 400V 37A 0,12  195nC 67ns APT5017BVR 500V 30A 0,17  200nC 66ns MTW10N100E 1000V 10A 1,3  100nC 290ns

17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.
Semitrans 1 Semitop 2 Semitrans 2 TO220 TO247 TO3

SKM180A IRF540

18. El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Dispositivos semiconductores de potencia. Interruptores El Transistor bipolar de puerta aislada 18. El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) 18.1 Estructura interna y circuito equivalente 18.2 Características estáticas 18.3 Características dinámicas 18.4 Encapsuldos y datos de los fabricantes

Símbolo y circuito equivalente sencillo
18.1 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) IGBT de canal n Estructura de MOSFET más una capa p+ de colector. n- p n n+ Puerta Emisor Colector Óxido p+ Los NPT-IGBT no tienen la capa n+. Símbolo y circuito equivalente sencillo PT-IGBT (Punch-Through IGBT)

Características de transferencia VGS4 > VGS3 > ... > VGS1
18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) IGBT de canal n Características de transferencia Características de salida VGS1 VGS2 VGS3 VGS4 BVDSS VDS VRM ID VGS(th) VGS ID VGS4 > VGS3 > ... > VGS1 La tensión de bloqueo inversa depende de la unión p+n+. Si la zona n+ se quita VRM aumenta. La característica por puerta es equivalente a la de un MOSFET. En estado de conducción es cualitativamente similar a un bipolar controlado en tensión. Son preferibles tensiones de puerta altas. (En el IGBT de canal p cambia el sentido de corrientes y tensiones).

NPT-IGBT (Non Punch-Through IGBT) NPT-IGBT (Punch-Through IGBT)
18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) Bloqueo IGBT de canal n NPT-IGBT (Non Punch-Through IGBT) Emisor Óxido Puerta Con VGS < VGS(th), no hay canal y el interruptor está abierto. La tensión VCE cae en la unión pn-. La zona p está más inténsamente dopada. VCE,MAX es igual que la tensión de bloqueo. n- p n n p n n p+ Colector NPT-IGBT (Punch-Through IGBT) Apenas soporta tensión inversa, sólo unas decenas de voltios.

18.2 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)
Conducción Puerta n- p Emisor Colector Óxido p+ n - + Con VGS>VGSth se forma canal. VCE de saturación cae en la unión p+n-. La mayor parte de la corriente final va por el MOSFET. MOSFET VDS=VBE+Vdrift +Rcanal·ID VBE= 0,7  1 V. Vdrift menor que en el MOSFET por modulación de la conductividad. R·ID comparable con el MOSFET.

Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva. VGS 90% 10% tdoff VCE 90% Sobretensión tf tr iC Cola de apagado 90% tdon Recup. inversa 10%

Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva. La fórmula de las pérdidas es similar a la de un transistor bipolar Energía de entrada en conducción EON: Debe manejarse la recuperación inversa del diodo. La conmutación dura más que tOFF. Energía de salida de conducción EOFF: Aparece el fenómeno de cola de apagado. La inductancia parásita provoca sobretensión.

Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva. 520 50 19 21 Eon Eoff Pérdidas en el diodo V > 500V Más rápidos que un bipolar. I grande Menos pérdidas que un MOSFET.

Pérdidas totales en un IGBT
18.3 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) Pérdidas totales en un IGBT

18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes

Conclusiones

Conclusiones 1.- El transistor bipolar es un dispositivo en que la conducción se hace mediante portadores minoritarios. Esto se traduce en baja velocidad de conmutación: apenas unos pocos kHz. 2.- Al ser lento apenas se usa actualmente en aplicaciones de potencia. Para tensiones inferiores a 500 V ha sido substituido por el MOSFET y para tensiones superiores por el IGBT. 3.- El MOSFET es un dispositivo en que la conducción se hace mediante portadores mayoritarios. Macroscópicamente esto se traduce en alta velocidad de conmutación. 4.- Por tanto puede conmutar a decenas y centenares de kHz. 5.- La resistencia de conducción directa está directamente relacionada con la tensión de bloqueo.

Conclusiones 9.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta mejores características para tensiones inferiores a 500V. 10.- Existen dispositivos de 1000V, pero sólo son útiles para bajas potencias o altas velocidades de conmutación. 11.- A la hora de seleccionar un MOSFET su parámetro más importante es RON. 12.- El IGBT es un interruptor con características de control parecidas al MOSFET y características de salida similares al transistor bipolar. 13.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta mejores características para tensiones inferiores a 500V. 14.- Típicamente, el IGBT puede soportar miles de voltios y conducir centenares de amperios, conmutando a una frecuencia de decenas de kHz

Circuitos Integrados Lineales El amplificador Operacional
Amplificador de tensión Ideal Amplificador Ideal: Ze = ∞ Zs = 0 AVO = - ∞

Tema III Circuitos Integrados Lineales El amplificador Operacional
Amplificador Diferencial Inversora No inversora

Características del amplificador Operacional Tensión diferencial Tensión de salida Tensión en modo común Razón de rechazo en modo común Tensión en entrada no inversora Símbolo Tensión en entrada inversora Amplificador Operacional ideal

Características del amplificador Operacional Impedancia de entrada “MW” Impedancia de salida baja “75W” Diagrama de Bode

Aplicaciones del amplificadores operacionales Aplicaciones Lineales: Amplificador operacional realimentado negativamente Ud = U+ - U- = 0. (si no está saturado) Us = entre +Ucc y –Ucc (si no está saturado) Aplicaciones no Lineales: Amplificador operacional realimentado positivamente, o sin realimentar. No linealidad de los componentes utilizados Ud = U+ - U-.≠ 0 Us = +Ucc o´ Us = -Ucc (Saturación positiva o negativa)

Aplicaciones del amplificadores operacionales Aplicaciones Lineales: Amplificador Inversor Ue=F(Us)

Aplicaciones Lineales: Amplificador no Inversor Seguidor de emisor Us=F(Ue) Us=F(Ue)

Aplicaciones Lineales: Sumador Inversor Amplificador diferencial

Aplicaciones Lineales: Integrador Diferenciador

Aplicaciones Lineales: Integrador real RC se diseña de forma que funcione 10f siendo f la frecuencia de corte o polo 1/RC

Aplicaciones Lineales: Conversor corriente – tensión Inversor Conversor corriente – tensión No inversor

Aplicaciones Lineales: Conversor tensión - corriente La corriente de salida no depende de RL R1 y R2 se eligen de forma que el amplificador operacional no se sature en las condiciones más desfavorables de funcionamiento. (máx. corriente de salida)

Aplicaciones Lineales: Conversor tensión – corriente carga flotante La corriente de salida no depende de RL

Aplicaciones No Lineales: Comparador Us = Usat+ Us = Usat-

Aplicaciones No Lineales: Comparador

Aplicaciones No Lineales: Comparador problemas de ruido

Aplicaciones No Lineales: Comparador con histéresis Tensión de comparación Tensión de comparación

Aplicaciones No Lineales: Comparador con histéresis

Aplicaciones No Lineales: Comparador con histéresis Formas de onda Función de Transferencia

Aplicaciones No Lineales: Rectificadores de Precisión

Aplicaciones No Lineales: Rectificadores de Precisión Rectificadores de Precisión media onda negativo Rectificadores de Precisión media onda positivo

Aplicaciones No Lineales: Rectificadores de Precisión

Aplicaciones No Lineales: Rectificadores de Precisión de doble onda Rectificadores de Precisión

Aplicaciones No Lineales: Multivibrador Astable

Aplicaciones No Lineales: Multivibrador Monoestable

Tema III Circuitos Integrados Lineales
El circuito integrado 555

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