Selección de dispositivos electrónicos de potencia

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1 Selección de dispositivos electrónicos de potencia
Universidad de Oviedo Lección 2 Selección de dispositivos electrónicos de potencia Diseño de Sistemas Electrónicos de Potencia 4º Curso. Grado en Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación

2 El Transistor Bipolar de Puerta Aislada (IGBT)
Dispositivos a estudiar El Diodo de potencia El MOSFET de potencia El Transistor Bipolar de Puerta Aislada (IGBT) El Rectificador Controlado de Silicio (SCR) El Tiristor Apagado por Puerta (GTO) El Triodo de Corriente Alterna (TRIAC) Nuevos para vosotros

3 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos Axiales DO 41 DO 15 DO 35

4 Encapsulados de diodos
Para usar radiadores DIODOS DE POTENCIA

5 DO 5 B 44 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos
Para grandes potencias DO 5 DIODOS DE POTENCIA B 44

6 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos Agrupaciones de 2 diodos
2 diodos en serie 2 diodos en cátodo común DIODOS DE POTENCIA

7 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos
Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones) DIODOS DE POTENCIA

8 Nombre del dispositivo
Encapsulados de diodos Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar) DIODOS DE POTENCIA Nombre del dispositivo

9 Nombre del dispositivo
Encapsulados de diodos Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados para el mismo dispositivo Nombre del dispositivo Encapsulados DIODOS DE POTENCIA

10 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos
Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos) Dual in line DIODOS DE POTENCIA

11 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos
Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos) DIODOS DE POTENCIA

12 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados de diodos
Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor DIODOS DE POTENCIA

13 DIODOS DE POTENCIA Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos
Dan origen a módulos de potencia - Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia - Minimizan las inductancias parásitas del conexionado - Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc - Se pueden pedir a medida Control de Motores DIODOS DE POTENCIA Electrónica militar

14 rd V i V V DIODOS DE POTENCIA ideal Circuito equivalente estático
Curva característica real i V Curva característica ideal Curva característica asintótica. Pendiente = 1/rd DIODOS DE POTENCIA V ideal Modelo asintótico rd Circuito equivalente asintótico V

15 Ejemplo de clasificación
Características fundamentales de cualquier diodo 1ª -Máxima tensión inversa soportada 2ª -Máxima corriente directa conducida 3ª -Caída de tensión en conducción 4ª -Corriente de inversa en bloqueo 5ª -Velocidad de conmutación 1ª Máxima tensión inversa soportada DIODOS DE POTENCIA Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada Baja tensión 15 V 30 V 45 V 55 V 60 V 80 V Media tensión 100 V 150 V 200 V 400 V Alta tensión 500 V 600 V 800 V 1000 V 1200 V Ejemplo de clasificación

16 DIODOS DE POTENCIA 1ª Máxima tensión inversa soportada
El fabricante suministra (a veces) dos valores: - Tensión inversa máxima de pico repetitivo VRRM - Tensión inversa máxima de pico no repetitivo VRSM DIODOS DE POTENCIA La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser determinante del deterioro irreversible del componente

17 DIODOS DE POTENCIA 2ª Máxima corriente directa conducida
El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores: - Corriente eficaz máxima IF(RMS) - Corriente directa máxima de pico repetitivo IFRM - Corriente directa máxima de pico no repetitivo IFSM DIODOS DE POTENCIA Depende de la cápsula

18 rd V i V ideal DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente V rd ideal DIODOS DE POTENCIA i V 5 A ID VD

19 DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión soportable por el diodo DIODOS DE POTENCIA

20 DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente IF(AV) = 4A, VRRM = 200V DIODOS DE POTENCIA 25A IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V En escala lineal no son muy útiles Frecuentemente se representan en escala logarítmica 25A

21 DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
Curva característica en escala logarítmica IF(AV) = 25A, VRRM = 200V IF(AV) = 22A, VRRM = 600V DIODOS DE POTENCIA 20A 20A

22 DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
Los Schottky tienen mejor comportamiento en conducción para VRRM < 200 (en silicio) DIODOS DE POTENCIA 10A

23 DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción
Schottky de VRRM relativamente alta DIODOS DE POTENCIA 10A La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al aumentar VRRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN

24 Similares valores de VRRM y similares caídas de tensión en conducción
3ª Caída de tensión en conducción Schottky Schottky DIODOS DE POTENCIA Similares valores de VRRM y similares caídas de tensión en conducción PN

25 DIODOS DE POTENCIA 4ª Corriente de inversa en bloqueo
Depende de los valores de IF(AV) y VRRM, de la tensión inversa (poco) y de la temperatura (mucho) Algunos ejemplos de diodos PN Crece con IF(AV) Crece con Tj IF(AV) = 8A, VRRM = 200V DIODOS DE POTENCIA IF(AV) = 4A, VRRM = 200V IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V

26 DIODOS DE POTENCIA 4ª Corriente de inversa en bloqueo Crece con IF(AV)
Crece con Tj Dos ejemplos de diodos Schottky Decrece con VRRM IF(AV) = 10A, VRRM = 40V IF(AV) = 10A, VRRM = 170V DIODOS DE POTENCIA

27 Comportamiento ideal de un diodo en conmutación
5ª Velocidad de conmutación Comportamiento ideal de un diodo en conmutación a b V1 V2 R i V + - Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado) DIODOS DE POTENCIA i V t V1/R -V2

28 Comportamiento real de un diodo en conmutación
5ª Velocidad de conmutación Comportamiento real de un diodo en conmutación Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado) a b V1 V2 R i V + - i V t V1/R -V2/R ts -V2 trr tf (i= -0,1·V2/R) DIODOS DE POTENCIA ts = tiempo de almacenamiento (storage time ) tf = tiempo de caída (fall time ) trr = tiempo de recuperación inversa (reverse recovery time )

29 Comportamiento real de un diodo en conmutación
5ª Velocidad de conmutación Comportamiento real de un diodo en conmutación Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido) i a b V1 V2 R i V + - tr 0,9·V1/R td 0,1·V1/R tfr DIODOS DE POTENCIA td = tiempo de retraso (delay time ) tr = tiempo de subida (rise time ) tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time ) El tiempo de recuperación directa genera menos problemas reales que el de recuperación inversa

30 DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación
Información suministrada por los fabricantes Corresponde a conmutaciones con cargas con comportamiento inductivo DIODOS DE POTENCIA IF(AV) = 8A, VRRM = 200V

31 DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación STTA506D
Más información suministrada por los fabricantes STTA506D DIODOS DE POTENCIA

32 DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación
La velocidad de conmutación (valorada con la trr) ayuda a clasificar los diodos Standard Fast Ultra Fast Schottky VRRM trr IF 100 V V 100 V V 200 V V 15 V V (Si) 300 V – 1200 V (SiC) > 1 s 100 ns – 500 ns 20 ns – 100 ns < 2 ns 1 A – 150 A 1 A – 50 A 1 A – 20 A DIODOS DE POTENCIA Las características de todos los semiconductores (por supuesto, también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf) Direcciones web

33 Forma de onda frecuente
Pérdidas en diodos Son de dos tipos: - Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables) - Dinámicas Pérdidas estáticas en un diodo iD Forma de onda frecuente V rd ideal iD DIODOS DE POTENCIA Potencia instantánea perdida en conducción: pDcond (t) = vD (t)·iD (t) = (V + rd · iD(t)) · iD(t) Potencia media en un periodo: Þ PDcond = V·IM + rd · Ief2 IM : Valor medio de iD(t) Ief : Valor eficaz de iD(t)

34 tf iD t DIODOS DE POTENCIA VD
Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo Las conmutaciones no son perfectas Hay instantes en los que conviven tensión y corriente La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción iD t VD 0,8 V -200 V 10 A 3 A tf DIODOS DE POTENCIA Potencia instantánea perdida en la salida de conducción: pDsc (t) = vD (t)·iD (t) Potencia media en un periodo:

35 (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
Información de los fabricantes sobre pérdidas Estáticas (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506) DIODOS DE POTENCIA

36 (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
Información de los fabricantes sobre pérdidas (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506) Dinámicas DIODOS DE POTENCIA

37 (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
Información de los fabricantes sobre pérdidas Dinámicas (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506) DIODOS DE POTENCIA

38 a j c Si DIODOS DE POTENCIA RTHjc RTHca Características Térmicas
Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de ºC Magnitudes térmicas: - Resistencias térmicas, RTH en ºC/W - Increm. de temperaturas, ΔT en ºC - Potencia perdida, P en W Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·RTH DIODOS DE POTENCIA Si j Unión (oblea) P (W) RTHjc RTHca Magnitudes eléctricas: - Resistencias eléctricas, R en Ω - Difer. de tensiones, V en voltios - Corriente, I en A a Ambiente c Encapsulado RTH Þ R ΔT Þ V P Þ I Equivalente eléctrico

39 a j c a Si j c TC TJ Ta RTHjc RTHca DIODOS DE POTENCIA
Características Térmicas RTH Þ R ΔT Þ V P Þ I Equivalente eléctrico Ambiente Si j Unión c Encapsulado a P (W) RTHjc RTHca P RTHjc RTHca Ta j c a 0 K TC TJ DIODOS DE POTENCIA Por tanto: ΔT = P·ΣRTH Þ Tj-Ta = P·(RTHjc + RTHca) Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·RTHca

40 DIODOS DE POTENCIA Características Térmicas
La resistencia térmica unión-cápsula es baja ( 0,5-5 ºC/W) La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta ( ºC/W) IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V DIODOS DE POTENCIA Cápsula TO 3 TO 5 TO 66 TO 220 TOP 3 RTHca [ºC/W] 30 105 45 60 40 Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente. Para ello se coloca un radiador en la cápsula.

41 a j c a c j Si Ta TC TJ RTHrad RTHjc RTHca DIODOS DE POTENCIA
Características Térmicas RTHrad Ambiente Si j Unión c Encapsulado a P (W) RTHjc RTHca c P RTHjc RTHca Ta a 0º K TC TJ j RTHrad DIODOS DE POTENCIA Por tanto: Tj-Ta = P·[RTHjc + (RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)] Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]

42 Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal
Zonas de trabajo de un MOSFET de señal VDS [V] ID [mA] 4 2 8 12 + - VDS ID VGS 2,5KW G D S VGS = 4,5V VGS = 4V Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente (sin interés en electrónica de potencia) VGS = 3,5V 10V VGS = 3V EL MOSFET DE POTENCIA VGS = 2,5V VGS < VTH = 2V Comportamiento como circuito abierto VGS = 0V < 2,5V < 3V < 3,5V < 4V < 4,5V

43 D S G D N+ G P- S + Precauciones en el uso de transistores MOSFET
Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal Precauciones en el uso de transistores MOSFET - El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos - El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección - Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento EL MOSFET DE POTENCIA D S G + P- Substrato N+ G D S

44 Estructura de los MOSFETs de Potencia
Están formados por miles de celdas puestas en paralelo (son posibles integraciones de 0,5 millones por pulgada cuadrada) Los dispositivos FET (en general) se paralelizan fácilmente Algunas celdas posibles (dispositivos verticales): Puerta Drenador Fuente n+ n- p Estructura planar (D MOS) Estructura en trinchera (V MOS) Drenador n+ n- p Puerta Fuente EL MOSFET DE POTENCIA G D S

45 Encapsulados de MOSFETs de Potencia
En general, semejantes a los de los diodos de potencia (excepto los encapsulados axiales) Existe gran variedad de encapsulados Ejemplos: MOSFET de 60V RDS(on)=12mW, ID=57A RDS(on)=9,4mW, ID=12A EL MOSFET DE POTENCIA RDS(on)=5,5mW, ID=86A RDS(on)=9mW, ID=93A RDS(on)=1.5mW, ID=240A

46 Encapsulados de MOSFETs de Potencia Otros ejemplos de MOSFET de 60V
RDS(on)=3.4mW, ID=90A Otros ejemplos de MOSFET de 60V EL MOSFET DE POTENCIA

47 Características fundamentales de los MOSFETs de potencia
MOSFET con puerta en trinchera Drenador N+ N- P Fuente Puerta Diodo Fuente–Drenador 1ª -Máxima tensión drenador-fuente 2ª -Máxima corriente de drenador 3ª -Resistencia en conducción 4ª -Tensiones umbral y máximas de puerta 5ª -Proceso de conmutación 1ª Máxima tensión drenador-fuente Corresponde a la tensión de ruptura de la unión que forman el substrato (unido a la fuente) y el drenador. Se mide con la puerta cortocircuitada a la fuente. Se especifica a qué pequeña circulación de corriente corresponde (por ejemplo, 0,25 mA) EL MOSFET DE POTENCIA

48 1ª Máxima tensión drenador-fuente
La máxima tensión drenador-fuente de representa como VDSS o como V(BR)DSS Ayuda a clasificar a los transistores MOSFET de potencia Baja tensión 15 V 30 V 45 V 55 V 60 V 80 V Media tensión 100 V 150 V 200 V 400 V Alta tensión 500 V 600 V 800 V 1000 V 1200 V (SiC) Ejemplo de clasificación EL MOSFET DE POTENCIA

49 2ª Máxima corriente de drenador
El fabricante suministra dos valores (al menos): - Corriente continua máxima ID - Corriente máxima pulsada IDM EL MOSFET DE POTENCIA La corriente continua máxima ID depende de la temperatura de la cápsula (mounting base aquí) A 100ºC, ID=23·0,7=16,1A

50 3ª Resistencia en conducción
Es uno de los parámetro más importante en un MOSFET. Cuanto menor sea, mejor es el dispositivo Se representa por las letras RDS(on) Para un dispositivo particular, crece con la temperatura Para un dispositivo particular, decrece con la tensión de puerta. Este decrecimiento tiene un límite. EL MOSFET DE POTENCIA Drain-source On Resistance, RDS(on) (Ohms)

51 3ª Resistencia en conducción
Comparando distintos dispositivos de valores de ID semejantes, RDS(on) crece con el valor de VDSS EL MOSFET DE POTENCIA

52 3ª Resistencia en conducción
En los últimos tiempos se han mejorado sustancialmente los valores de RDS(on) en dispositivos de VDSS relativamente alta ( V) MOSFET de »1984 EL MOSFET DE POTENCIA MOSFET de los años 2000

53 4ª Tensiones umbral y máximas de puerta
La tensión puerta fuente debe alcanzar un valor umbral para que comience a haber conducción entre drenador y fuente Los fabricantes definen la tensión umbral VGS(TO) como la tensión puerta-fuente a la que la corriente de drenador es 0,25 mA, o 1 mA Las tensiones umbrales suelen estar en el margen de 2-4 V EL MOSFET DE POTENCIA

54 EL MOSFET DE POTENCIA 4ª Tensiones umbral y máximas de puerta
La tensión umbral cambia con la temperatura EL MOSFET DE POTENCIA

55 4ª Tensiones umbral y máximas de puerta
La máxima tensión soportable entre puerta y fuente es típicamente de ± 20V EL MOSFET DE POTENCIA

56 5ª Proceso de conmutación
Los MOSFET de potencia son más rápidos que otros dispositivos usados en electrónica de potencia (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.) Los MOSFET de potencia son dispositivos de conducción unipolar. En ellos, los niveles de corriente conducida no están asociados al aumento de la concentración de portadores minoritarios, que luego son difíciles de eliminar para que el dispositivo deje de conducir La limitación en la rapidez está asociada a la carga de las capacidades parásitas del dispositivo Hay, esencialmente tres: - Cgs, capacidad de lineal - Cds, capacidad de transición Cds » k/(VDS)1/2 - Cdg, capacidad Miller, no lineal, muy importante EL MOSFET DE POTENCIA S D G Cdg Cds Cgs

57 - Ciss = Cgs + Cgd con Vds=0 (» capacidad de entrada)
5ª Proceso de conmutación Los fabricantes de MOSFET de potencia suministran información de tres capacidades distintas de las anteriores, pero relacionadas con ellas: - Ciss = Cgs + Cgd con Vds=0 (» capacidad de entrada) - Crss = Cdg (capacidad Miller) - Coss = Cds + Cdg (» capacidad de salida) EL MOSFET DE POTENCIA Coss Ciss

58 5ª Proceso de conmutación Ejemplo de información de los fabricantes
EL MOSFET DE POTENCIA Ciss = Cgs + Cgd Crss = Cdg Coss = Cds + Cdg

59 5ª Proceso de conmutación
La carga y la descarga de estas capacidades parásitas generan pérdidas que condicionan las máximas frecuencias de conmutación de los MOSFET de potencia V1 R C Carga y descarga de un condensador desde una resistencia En la carga de C: - Energía perdida en R = 0,5CV12 - Energía almacenada en C = 0,5CV12 En la descarga de C: Energía total perdida: CV12 = V1QCV1 EL MOSFET DE POTENCIA Además, en general estas capacidades parásitas retrasan las variaciones de tensión, ocasionando en muchos circuitos convivencia entre tensión y corriente, lo que implica pérdidas en las fuentes de corriente dependientes que caracterizan la operación estática del MOSFET

60 5ª Proceso de conmutación
Análisis de una conmutación típica en conversión de energía: - Con carga inductiva - Con diodo de enclavamiento - Suponiendo diodo ideal V1 R V2 IL EL MOSFET DE POTENCIA Cdg Cds Cgs

61 5ª Proceso de conmutación
Situación de partida: - Transistor sin conducir (en bloqueo) y diodo en conducción - Por tanto: vDG = V2, vDS = V2 y vGS = 0 iDT = 0 y iD = IL - En esa situación, el interruptor pasa de “B” a “A” Cdg Cgs Cds V1 R V2 IL iD EL MOSFET DE POTENCIA + - vDG iDT + - vDS + - + - B A vGS + -

62 5ª Proceso de conmutación
iDT = 0 hasta que vGS = VGS(TO) vDS = V2 hasta que iDT = IL vDS iDT vGS B®A VGS(TO) IL Pendiente determinada por R, Cgs y por Cdg(»V2) + - vDS vGS vDG Cdg Cgs Cds V1 R V2 IL iDT iD B A EL MOSFET DE POTENCIA + - + - + -

63 5ª Proceso de conmutación
La corriente que da V1 a través de R se emplea fundamentalmente en descargar Cdg Þ prácticamente no circula corriente por Cgs Þ vGS = Cte VGS(TO) vDS iDT vGS B®A IL IL EL MOSFET DE POTENCIA vDG + iDT Cdg + - vDS - + - + - A V2 V1 + Cds R + - B vGS Cgs -

64 5ª Proceso de conmutación
Cgs y Cdg se continúan cargando VGS(TO) vDS iDT vGS B®A IL V1 Constante de tiempo determinada por R, Cgs y por Cdg (medida a »V1) + - vDS vGS vDG Cdg Cgs Cds V1 R V2 IL iDT B A EL MOSFET DE POTENCIA + -

65 5ª Proceso de conmutación
Valoración de pérdidas de entrada en conducción (caso de conmutaciones sin recuperación de energía) t0 t1 t2 t3 VGS(TO) vDS iDT vGS B®A IL V1 Valoración de pérdidas entre t0 y t2: - Hay que cargar Cgs (grande) y descargar Cdg (pequeña) VM voltios (energía perdida en el circuito de mando) - Hay convivencia tensión corriente entre t1 y t2 (energía perdida en la fuente de corriente dependiente del MOSFET) VM EL MOSFET DE POTENCIA iDT + - vDS vGS Cdg Cgs Cds V2 »iDT PVI

66 5ª Proceso de conmutación
Valoración de pérdidas entre t2 y t3: - Hay que descargar Cds hasta 0 (energía perdida en el transistor) e invertir la carga de Cdg desde V2-VM hasta -VM (energía perdida transistor y en el circuito de mando) - Hay convivencia tensión corriente entre t2 y t3 (energía suministrada externamente al transistor y perdida) V1 VM t0 t1 t2 t3 VGS(TO) vDS iDT vGS B®A IL PVI EL MOSFET DE POTENCIA iDT = IL + - vDS vGS Cdg Cgs Cds IL iCds iCdg+iCds+IL iCdg

67 5ª Proceso de conmutación
Valoración de pérdidas a partir de t3: - Hay que acabar de cargar Cgs y Cdg hasta V1 - No hay convivencia tensión corriente salvo la propia de las pérdidas de conducción t0 t1 t2 t3 VGS(TO) vDS iDT vGS B®A IL PVI V1 VM EL MOSFET DE POTENCIA iDT = IL + - vDS vGS Cdg Cgs Cds IL iCdg »iL

68 5ª Proceso de conmutación
Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”: - La corriente que da la fuente V1 es aproximadamente constante entre t0 y t3 (comienzo de una exponencial, con IV1 »V1/R) - De t0 a t2, la corriente IV1 se ha encargado esencialmente en cargar Cgs. Se ha suministrado una carga eléctrica Qgs - De t2 a t3, la corriente Iv1 se ha encargado en invertir la carga de Cdg. Se ha suministrado una carga eléctrica Qdg - Hasta que VGS = V1 se sigue suministrando carga. Qg es el valor total (incluyendo Qgs y Qdg) - Para un determinado sistema de gobierno (V1 y R), cuanto menores sean Qgs, Qdg y Qg más rápido será el transistor - Obviamente t2-t0 » QgsR/V1, t3-t2 » QdgR/V1 y PV1 = V1QgfS, siendo fS la frecuencia de conmutación vGS iV1 t0 t2 t3 Qdg Qgs EL MOSFET DE POTENCIA Qg V1 iV1 R

69 5ª Proceso de conmutación
Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”: Información de los fabricantes IRF 540 BUZ80 MOSFET de »1984 EL MOSFET DE POTENCIA MOSFET de los años 2000

70 5ª Proceso de conmutación
Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros) VDS VGS 10% 90% td on td off tf tr EL MOSFET DE POTENCIA + - vDS iDT vGS G D S RG RD td on: retraso de encendido tr: tiempo de subida td off: retraso de apagado tf: tiempo de bajada

71 5ª Proceso de conmutación
Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros) IRF 540 EL MOSFET DE POTENCIA + - vDS iDT vGS G D S RG RD td on: retraso de encendido tr: tiempo de subida td off: retraso de apagado tf: tiempo de bajada

72 vGS vDS iDT PVI EL MOSFET DE POTENCIA Pcond = RDS(on)iDT(rms)2
Pérdidas en un MOSFET de potencia Pérdidas por convivencia tensión corriente entre drenador y fuente vDS iDT vGS PVI Pcond = RDS(on)iDT(rms)2 Pconm = fS(won + woff) EL MOSFET DE POTENCIA Pérdidas en conmutación Pérdidas en conducción Won Woff

73 Pérdidas en un MOSFET de potencia Pérdidas en la fuente de gobierno
V1 iV1 R Circuito teórico vGS iV1 t0 t2 t3 Qgs Qdg Qg EL MOSFET DE POTENCIA V1 iV1 RB Circuito real PV1 = V1QgfS

74 El diodo parásito de los MOSFETs de potencia
El diodo parásito suele tener malas características, sobre todo en MOSFETs de alta tensión IRF 540 EL MOSFET DE POTENCIA G D S

75 El diodo parásito en un MOSFET de alta tensión EL MOSFET DE POTENCIA
El diodo parásito de los MOSFETs de potencia El diodo parásito en un MOSFET de alta tensión EL MOSFET DE POTENCIA

76 Es válido todo lo comentado para los diodos de potencia
Características térmicas de los MOSFETs de potencia Es válido todo lo comentado para los diodos de potencia EL MOSFET DE POTENCIA Este fabricante denomina “mounting base” a la cápsula y suministra información de la RTHja = RTHjc + RTHca

77 Principio de operación y estructura
El IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) se basa en una estructura que permite: Modulación de la conductividad (lo que implica bajas pérdidas en conducción) Antisaturación del transistor bipolar interno (no tan lento como si se saturara completamente) Control desde una puerta MOS (como un MOSFET). EL IGBT P N V2 R P N V2 R S1 G D S

78 Principio de operación y estructura Símbolo de un IGBT de canal N
Colector (Collector) Colector (C) Emisor (E) Puerta (G) P N G D S E B C EL IGBT Puerta (Gate) Símbolo de un IGBT de canal N Emisor (Emitter) Circuito equivalente simplificado de un IGBT Otro símbolo usado

79 pP nN nPV pNV P+ N- Concepto de nivel de inyección en una unión PN
Principio de operación y estructura Concepto de nivel de inyección en una unión PN Bajo nivel de inyección : nN(0+) >> pNV(0+) Portadores/cm3 104 1012 1014 1016 -0.3 -0.2 -0.1 0- 0+ 0.1 0.2 0.3 Longitud [mm] 1010 108 106 P+ N- pP pNV nPV nN EL IGBT Bajo nivel de inyección es lo que siempre hemos considerado hasta ahora en otros casos de uniones PN y P+N- En el caso de uniones P+N- esto es válido para polarizaciones directas no muy intensas. En caso contrario, entramos en alta inyección.

80 pP nN nPV pNV P+ N- Concepto de nivel de inyección en una unión PN
Principio de operación y estructura Concepto de nivel de inyección en una unión PN Alto nivel de inyección: nN(0+) » pNV(0+) Portadores/cm3 -0.3 -0.2 -0.1 0- 0+ 0.1 0.2 0.3 Longitud [mm] P+ N- pP pNV nN ¡No es posible! EL IGBT nPV Si la tensión de polarización directa es suficientemente intensa, pNV(0+) se aproxima a nN(0+). En este caso, nN no permanece constante, sino que se incrementa notablemente

81 Principio de operación y estructura Modulación de la Conductividad
nP+ pN+ Modulación de la Conductividad P+ N+ N- NA = 1019 ND2 = 1019 ND1 = 1014 Huecos inyectados desde la zona P+ nN- » pN- Electrones inyectados desde la zona N+ 1016 EL IGBT 1014 10 106 10 Hay inyección de portadores desde las regiones adyacentes muy dopadas (doble inyección) , lo que disminuye la resistividad de la región poco dopada cuando está en conducción. Este fenómeno se llama Modulación de la Conductividad y sólo ocurre en dispositivos bipolares

82 B E C Transistores bipolares (BJTs) de potencia
Principio de operación y estructura Transistores bipolares (BJTs) de potencia Se utilizaban antes del desarrollo de los MOSFET de potencia. Hoy se utilizan poco (como interruptores principales) Son mucho más lentos que los MOSFETs (como unas 10 veces más lentos) Además, hay que inyectar una corriente bastante apreciable por la base (sólo 5-20 veces menor que la corriente de colector) Sin embargo, tienen modulación de la conductividad, lo que implica que se pueden hacer dispositivos que soporten mucha tensión (zona N- poco dopada) y que tengan baja resistencia en conducción (por modulación de la conductividad) En resumen, superan a los MOSFET en comportamiento estático Corriente de Base Corriente de colector N+ N- P- E B C SiO2 EL IGBT

83 ¿Se puede conseguir un dispositivo con las ventajas de ambos?
Principio de operación y estructura Comparación entre BJTs y MOSFETs de potencia Conmutación Control Modulación de la Conductividad Pérdidas en conducción en dispositivos de alta tensión BJTs Lenta Difícil Sí Bajas MOSFETs Rápida Fácil No Altas EL IGBT ¿Se puede conseguir un dispositivo con las ventajas de ambos? La respuesta es el IGBT, que presenta muy buenas características en aplicaciones de mayor potencia que las de uso de los MOSFET (sacrificando frecuencia de conmutación)

84 Principio de operación y estructura Estructura interna de un IGBT
(modelo muy simple) Colector Emisor Puerta Colector (C) Emisor (E) Puerta (G) EL IGBT Emisor Puerta P+ N- P N+ Colector

85 P N- P+ N+ Estructura interna de un IGBT
Principio de operación y estructura Estructura interna de un IGBT (modelo un poco más elaborado) P+ N- P N+ Colector Emisor Puerta Colector Emisor Puerta Rdrift EL IGBT Rdrift

86 P N- R R P+ N+ N+ N+ El IGBT bloqueando (soportando) tensión
Principio de operación y estructura El IGBT bloqueando (soportando) tensión R V2 Zona de transición R V2 Colector Emisor Puerta Rdrift P+ N- N+ Colector Emisor Puerta EL IGBT N+ N+ P

87 Principio de operación y estructura El IGBT conduciendo corriente
Modulación de la Conductividad R V2 Efecto transistor V1 R V2 Colector Emisor Puerta Rdrift V1 P+ N- N+ Colector Emisor Puerta P EL IGBT Rdrift

88 P N- N+ P+ Modelo completo de la estructura interna de un IGBT Emisor
Principio de operación y estructura Modelo completo de la estructura interna de un IGBT P+ N- N+ Colector Emisor P Rdrift Rbody Puerta Colector Emisor Puerta Rdrift Rbody EL IGBT Hay un tiristor parásito que creaba problemas en los primeros IGBTs. El problema está hoy solucionado, cortocircuitando Rbody

89 Principio de operación y estructura
Modelo completo de la estructura interna de un IGBT actual (solucionado el problema del tiristor parásito interno) Corriente que dispara el tiristor parásito Para evitar el disparo de tiristor parásito Corriente por el BJT Corriente por el BJT P+ N- N+ Colector Emisor P Puerta P+ N- N+ Colector Emisor P Puerta Canal Rbody P+ N+ EL IGBT Canal Tiristor parásito

90 Principio de operación y estructura
El IGBT no puede conducir corriente inversa con tensión cero en puerta, como sí ocurría en los MOSFETs C E G N P Corriente inversa Corriente inversa C E G N P Corriente inversa Diodo externo G D S Diodo parásito EL IGBT El IGBT por tanto puede soportar tensión inversa Los IGBTs simétricos se diseñan para este fin. Sin embargo, la caída de tensión directa es mayor en ellos. Para conducir corriente inversa hay que colocar un diodo en antiparalelo

91 Principio de operación y estructura Estructuras asimétrica y simétrica
Colector Emisor P Puerta IGBT asimétrico (también llamado “punch-through IGBT”) P+ N- Colector Emisor P Puerta N+ IGBT simétrico (también llamado “non-punch-through IGBT”) EL IGBT

92 Curvas características de salida de los IGBTs
+ - vEB_BJT vDS [V] iD [A] 4 2 6 vGS = 4V vGS = 5V vGS = 6V vGS < VGS(TO) = 3V vGS = 8V vGS = 10V vCE [V] iC [A] 4 2 6 vGE = 4V vGE = 5V vGE = 6V vGE < VGE(th) = 3V vGE = 8V vGE = 10V EL IGBT vEB_BJT Caso de un MOSFET. También es así en la parte “MOSFET” del IGBT Caso de un IGBT. Se obtienen sumando vEB_BJT a las curvas características de un MOSFET

93 Características generales de un IGBT
EL IGBT

94 Información general del IRG4PC50W.
Características generales de un IGBT Información general del IRG4PC50W. EL IGBT

95 Características estáticas de un IGBT
EL IGBT

96 Características estáticas de un IGBT
T = 50 oC: 55 A T = 75 oC: 48 A EL IGBT

97 Características estáticas de un IGBT
Asymmetrical IGBT EL IGBT

98 vEB_BJT » 1V Curva característica estática para una tensión vGE dada
Características estáticas de un IGBT Curva característica estática para una tensión vGE dada vCE [V] iC [A] 4 2 6 vGE = 15V vEB_BJT EL IGBT vEB_BJT » 1V

99 Características estáticas de un IGBT
Comportamiento térmico como un MOSFET EL IGBT Comportamiento térmico como un BJT

100 vGE vCE iC + - vCE vGE B A vGE(th) IL iC RG VDC VG V’G
Características dinámicas de los IGBTs Apagado con carga inductiva y diodo ideal vGE vGE(th) vCE iC G C E Apagado de la parte MOSFET EL IGBT VG RG VDC IL C E G + - vCE vGE iC B A V’G Apagado de la parte BJT “Cola” del IGBT

101 vGE iC vCE vGE(th) Comparación de IGBTs y MOSFETs en el apagado vGS
Características dinámicas de los IGBTs Comparación de IGBTs y MOSFETs en el apagado vGE vGE(th) vCE iC vGS vDS(TO) vDS iD G D S G C E Parte MOSFET EL IGBT Parte BJT Cola Periodo con pérdidas de apagado Pérdidas de conmutación

102 vGE iC vCE A + B vCE vGE - IL iC RG VDC VG V’G
Características dinámicas de los IGBTs Encendido con carga inductiva y diodo ideal vGE vCE iC vGE(th) G C E EL IGBT Periodo con pérdidas de encendido VG RG VDC IL C E G + - vCE vGE iC B A V’G Encendido de la parte MOSFET Parte BJT

103 Características dinámicas de un IGBT
Conmutaciones reales del IGBT IRG4PC50W teniendo en cuenta el comportamiento real del diodo y las inductancias parásitas EL IGBT

104 Características dinámicas de un IGBT
EL IGBT

105 Capacidades parásitas y carga de puerta
Características dinámicas de un IGBT Capacidades parásitas y carga de puerta EL IGBT

106 Las de conmutación a partir de curvas específicas de los fabricantes:
Pérdidas en un IGBT Las de conducción se calculan desde las curvas características estáticas: Las de conmutación a partir de curvas específicas de los fabricantes: EL IGBT

107 Introducción a los Tiristores
Los tiristores fueron, durante muchos años, los dispositivos que dominaban la electrónica de potencia Son dispositivos bipolares de más de dos uniones Por ser bipolares, son lentos, pero capaces de manejar grandes corrientes y tensiones (modulación de la conductividad) Los más importantes son: - El Rectificador Controlado de Silicio (Silicon Controlled Rectifier, SCR), al que se le aplica muchas veces el nombre de Tiristor El GTO (Gate Turn-Off thyristor) o Tiristor apagado por puerta El TRIAC (Triode AC ) o Triodo para Corriente Alterna El DIAC (Diode AC) Todos ellos los estudiaremos con menos profundidad que los diodos, los MOSFETs y los IGBTs Los Tiristores

108 P N P N N P La base de los tiristores es la estructura PNPN E2 B2
La estructura de 3 uniones (4 capas) La base de los tiristores es la estructura PNPN E1 B1 C1 E2 B2 C2 P N P N N P Los Tiristores Se trata de una estructura realimentada que admite dos estados estables (es como un “biestable”)

109 + - + - + - + - R R Rg Vg E2 C2 B2 E2 Pol. inversa C1 C2 B2 B1
La estructura de 3 uniones (4 capas) Ahora inyectamos corriente en la unión B1-E1 desde una fuente externa Vg E1 B1 C1 E2 B2 C2 R VCC Polarización directa + - R VCC E1 B1 C1 E2 B2 C2 - + - + Pol. inversa + - Polarización directa Los Tiristores ig Rg Vg iB1 La estructura de 4 capas puede soportar tensión sin conducir corriente, ya que una unión queda polarizada inversamente Ahora circula iB1 = ig por la unión B1-E1

110 La estructura de 3 uniones (4 capas)
Rg Vg R VCC iB1 genera iC1 = b1·iB1 Pero iC1 = iB2; por tanto: iC2 = b2·iB2 = b2·b1·iB1 La corriente iB1 será ahora: iB1’ = ig + iC2 = ig + b2·b1·iB1 Es decir, iB1’ » b2·b1·iB1 >> iB1 iB2 b2 - + iC1 ig iC2 b1 iB1 Los Tiristores iB1’ Conclusiones: La corriente de base crece hasta saturar a los dos transistores Como consecuencia, el dispositivo se comporta como un cortocircuito La corriente ig puede eliminarse y la situación no cambia

111 + - - + + + - - + + - - R R + + - - iCC = 0 A iCC » VCC/R
La estructura de 3 uniones (4 capas) Por tanto, el mismo circuito puede estar en dos estados, dependiendo de la “historia” anterior: - Con la estructura de 4 capas sin conducir - Con la estructura de 4 capas conduciendo iCC = 0 A iCC » VCC/R VCC + - R VCC R VCC + - 0 V Los Tiristores + - » 0,7 V » 0,9 V + - - + VCC + - » 0,5 V + - 0 V + - » 0,7 V

112 La estructura de 3 uniones (4 capas)
¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas conduzca? (I) - Aumentando mucho VCC: las corrientes inversas de las uniones base-colector alcanzan valores suficientes para la saturación mutua de los transistores - Inyectando corriente en B1 (ya explicado) iCC » VCC/R iCC » VCC/R R VCC B1 » 0,9 V + - Los Tiristores R VCC » 0,9 V + - iC1 iC2 Rg Vg Esto sólo ocurre cuando las b son suficientemente grandes, lo que se alcanza cuando las corrientes inversas también lo son

113 La estructura de 3 uniones (4 capas)
¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas conduzca? (II) - Sometiendo a la estructura a una fuerte derivada de tensión: la corriente de carga de la capacidad parásita colector base pone en conducción la estructura - Haciendo incidir radiación (luz) en la zona B1 iCC » VCC/R iCC » VCC/R R VCC B1 Los Tiristores R VCC + » 0,9 V + - » 0,9 V + - iB2 iB2 iC2 iC1 iC2 iB1 Luz iB1

114 + - P N- P- N iA VAK Ánodo A (A) Cátodo (K) Puerta G K (G)
El SCR Es el tiristor “por antonomasia” Su símbolo es como el de un diodo con un terminal más (la puerta) Se enciende (dispara) por puerta No se puede apagar por puerta Ánodo (A) Cátodo (K) Puerta (G) iA VAK + - P N- N P- A K G Estructura interna Los Tiristores

115 Polarización inversa (como un diodo)
El SCR Curva característica sin corriente de puerta Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa) -600 V iA [A] VAK [V] 600 V Disparo por sobretensión ánodo-cátodo Los Tiristores Polarización directa a tensión menor de la disparo por sobretensión ánodo-cátodo (como un diodo en polarización inversa) Polarización inversa (como un diodo)

116 0 < ig1 < ig2 < ig3 < ig4
El SCR Curva característica con corriente de puerta -600 V iA [A] VAK [V] 600 V Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa) Disparo por sobretensión ánodo-cátodo Disparo por puerta Los Tiristores ig3 ig1 ig2 ig = 0 ig4 0 < ig1 < ig2 < ig3 < ig4

117 Límite de disipación de potencia Zona de disparo imposible
El SCR Disparo por puerta: - Es el modo de disparo deseado A K G iA VAK + - ig VGK Límite de disipación de potencia ig VGK Unión fría Vg/Rg Vg Los Tiristores Unión caliente Rg Vg Zona de disparo imposible - Para que se mantenga disparado, la corriente ánodo-cátodo tiene que ser mayor que el valor llamado “latching current” En disparo se realiza con poca potencia (bajos niveles de corriente y tensión)

118 No se puede hacer por puerta
El SCR Apagado del SCR : No se puede hacer por puerta Para apagarse, el valor de su corriente ánodo-cátodo tiene que bajar por debajo de un valor llamado “corriente de mantenimiento” (holding current) Aunque en el pasado los SCRs se usaban en todo tipo de convertidores, su dificultad para apagarlos los ha relegado a conversiones con entrada en alterna y a aplicaciones de altísima potencia En aplicaciones de entrada en continua, se usaban circuitos auxiliares para conseguir el apagado (con bobinas, condensadores y SRCs auxiliares) Los Tiristores

119 Características de un ejemplo de SCR
Los Tiristores

120 Características de un ejemplo de SCR
Los Tiristores

121 Características de un ejemplo de SCR
Los Tiristores

122 Características de un ejemplo de SCR
Los Tiristores

123 Símbolo Es un SCR que se puede apagar por puerta
El GTO Ánodo (A) Cátodo (K) Puerta (G) Es un SCR que se puede apagar por puerta La corriente de encendido es similar a la de un SCR Se apaga por corriente saliente en puerta, que llega a ser tan grande como un tercio de la de ánodo-cátodo Su capacidad de soportar tensión directa cuando no está disparado es alta Su capacidad de soportar tensión inversa es muy limitada (unos 30 V) Es un dispositivo lento, pensado para aplicaciones de muy alta potencia La estructura interna es muy compleja Los Tiristores Símbolo

124 El GTO Los Tiristores Estructura interna de un GTO (obtenida del texto "Power Electronics: Converters, Applications and Design“ de N. Mohan, T. M. Undeland y W. P. Robbins. Editorial John Wiley and Sons.)

125 P N- P- T2 N G T1 Símbolo Estructura interna Equivalente
El TRIAC Es el equivalente a dos SCRs conectados en antiparalelo No se puede apagar por puerta Símbolo Terminal 1 (T1) Puerta (G) Terminal 2 (T2) Estructura interna P N- N P- T2 T1 G T1 G T2 Equivalente Los Tiristores

126 Polarización inversa: se comporta como en polarización directa
El TRIAC Curva característica sin corriente de puerta Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa) -600 V iT2 [A] VT2T1 [V] 600 V Disparo por sobretensión T2-T1 Los Tiristores Polarización directa a tensión menor de la disparo por sobretensión T2-T1 Polarización inversa: se comporta como en polarización directa

127 Los Tiristores -600 V 600 V El TRIAC
Curva característica con corriente de puerta ig = 0 ig1 ig2 ig3 Disparo por sobretensión T2-T1 -600 V iT2 [A] VT2T1 [V] 600 V Disparo por puerta ig4 Los Tiristores Facilidad Hay 4 modos posibles: - Modo I+: VT2T1 > 0 y iT2 > 0 - Modo I-: VT2T1 > 0 y iT2 < 0 - Modo III+: VT2T1 < 0 y iT2 > 0 - Modo III-: VT2T1 < 0 y iT2 < 0 1 Las corrientes de puerta pueden ser positivas o negativas 3 4 Desaconsejado 2

128 + P N - iA2 A2 VA2A1 A1 Los Tiristores -30 V 30 V Símbolo
El DIAC No es un componente de potencia, sino que es un componente auxiliar para el disparo de TRIACs Sólo tiene dos terminales y es simétrico A1 iA2 VA2A1 + - A2 Símbolo Estructura interna P N A2 A1 Curva característica -30 V iA2 [A] VA2A1 [V] 30 V Los Tiristores Cápsula DO-35 Ejemplo de DIAC