Selección de dispositivos electrónicos de potencia Universidad de Oviedo Diseño de Sistemas Electrónicos de Potencia 4º Curso. Grado en Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación Lección 2

El Diodo de potencia El MOSFET de potencia El Transistor Bipolar de Puerta Aislada (IGBT) El Rectificador Controlado de Silicio (SCR) El Tiristor Apagado por Puerta (GTO) El Triodo de Corriente Alterna (TRIAC) Dispositivos a estudiar Nuevos para vosotros

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Axiales DO 35 DO 41 DO 15 DO 201

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Para usar radiadores

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Para grandes potencias B 44 DO 5

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Agrupaciones de 2 diodos 2 diodos en cátodo común 2 diodos en serie

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones)

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar) Nombre del dispositivo

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados para el mismo dispositivo Nombre del dispositivo Encapsulados

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos) Dual in line

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)

Encapsulados de diodos DIODOS DE POTENCIA Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor

Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos DIODOS DE POTENCIA Dan origen a módulos de potencia - Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia - Minimizan las inductancias parásitas del conexionado - Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc - Se pueden pedir a medida Control de Motores Electrónica militar

Circuito equivalente estático VV rdrd Modelo asintótico ideal 0 i V VV Circuito equivalente asintótico Curva característica asintótica. Pendiente = 1/r d Curva característica ideal DIODOS DE POTENCIA Curva característica real

DIODOS DE POTENCIA Características fundamentales de cualquier diodo 1ª -Máxima tensión inversa soportada 2ª -Máxima corriente directa conducida 3ª -Caída de tensión en conducción 4ª -Corriente inversa en bloqueo 5ª -Velocidad de conmutación Baja tensión 15 V 30 V 45 V 55 V 60 V 80 V Alta tensión 500 V 600 V 800 V 1000 V 1200 V 1ª Máxima tensión inversa soportada Media tensión 100 V 150 V 200 V 400 V Ejemplo de clasificación Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada

DIODOS DE POTENCIA 1ª Máxima tensión inversa soportada El fabricante suministra (a veces) dos valores: - Tensión inversa máxima de pico repetitivo V RRM - Tensión inversa máxima de pico no repetitivo V RSM La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser determinante del deterioro irreversible del componente

DIODOS DE POTENCIA 2ª Máxima corriente directa conducida El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores: - Corriente eficaz máxima I F(RMS) - Corriente directa máxima de pico repetitivo I FRM - Corriente directa máxima de pico no repetitivo I FSM Depende de la cápsula

DIODOS DE POTENCIA La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente 3ª Caída de tensión en conducción i V VV rdrd ideal IDID VDVD 5 A

DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión soportable por el diodo

DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente I F(AV) = 4A, V RRM = 200V I F(AV) = 5A, V RRM = 1200V 25A 25A En escala lineal no son muy útiles Frecuentemente se representan en escala logarítmica

DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción Curva característica en escala logarítmica 20A 20A I F(AV) = 25A, V RRM = 200V I F(AV) = 22A, V RRM = 600V

DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción Los Schottky tienen mejor comportamiento en conducción para V RRM < 200 (en silicio) 10A

DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción Schottky de V RRM relativamente alta 10A La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al aumentar V RRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN

DIODOS DE POTENCIA 3ª Caída de tensión en conducción Schottky PN Similares valores de V RRM y similares caídas de tensión en conducción

Depende de los valores de I F(AV) y V RRM, de la tensión inversa (poco) y de la temperatura (mucho) Algunos ejemplos de diodos PN DIODOS DE POTENCIA 4ª Corriente de inversa en bloqueo I F(AV) = 4A, V RRM = 200V I F(AV) = 5A, V RRM = 1200V I F(AV) = 8A, V RRM = 200V Crece con I F(AV) Crece con T j

DIODOS DE POTENCIA 4ª Corriente de inversa en bloqueo I F(AV) = 10A, V RRM = 170V I F(AV) = 10A, V RRM = 40V Dos ejemplos de diodos Schottky Decrece con V RRM Crece con I F(AV) Crece con T j

Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado) a b V1V1 V2V2 R i V + - i V t t V 1 /R -V 2 DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación Comportamiento ideal de un diodo en conmutación

a b V1V1 V2V2 R i V + - Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado) i V t t t rr V 1 /R -V 2 /R tsts t f (i= -0,1·V 2 /R) -V 2 t s = tiempo de almacenamiento (storage time ) t f = tiempo de caída (fall time ) t rr = tiempo de recuperación inversa (reverse recovery time ) DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación Comportamiento real de un diodo en conmutación

a b V1V1 V2V2 R i V + - i t d = tiempo de retraso (delay time ) t r = tiempo de subida (rise time ) t fr = t d + t r = tiempo de recuperación directa (forward recovery time ) trtr 0,9·V 1 /R tdtd 0,1·V 1 /R t fr El tiempo de recuperación directa genera menos problemas reales que el de recuperación inversa DIODOS DE POTENCIA Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido) Comportamiento real de un diodo en conmutación 5ª Velocidad de conmutación

DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación I F(AV) = 8A, V RRM = 200V Información suministrada por los fabricantes Corresponde a conmutaciones con cargas con comportamiento inductivo

DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación Más información suministrada por los fabricantes STTA506D

DIODOS DE POTENCIA 5ª Velocidad de conmutación La velocidad de conmutación (valorada con la t rr ) ayuda a clasificar los diodos Las características de todos los semiconductores (por supuesto, también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf) Direcciones web Standard Fast Ultra Fast Schottky V RRM t rr IFIF 100 V V 100 V V 200 V V 15 V V (Si) 300 V – 1200 V (SiC) > 1  s 100 ns – 500 ns 20 ns – 100 ns < 2 ns1 A – 150 A 1 A – 50 A < 2 ns 1 A – 20 A

DIODOS DE POTENCIA Pérdidas en diodos Son de dos tipos: - Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables) - Dinámicas VV rdrd ideal iDiD Potencia instantánea perdida en conducción: p Dcond (t) = v D (t)·i D (t) = (V  + r d · i D (t)) · i D (t) P Dcond = V  ·I M + r d · I ef 2 I M : Valor medio de i D (t) I ef : Valor eficaz de i D (t) Pérdidas estáticas en un diodo iDiD Forma de onda frecuente Potencia media en un periodo: 

tftf DIODOS DE POTENCIA Las conmutaciones no son perfectas Hay instantes en los que conviven tensión y corriente La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción iDiD t VDVD t Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo 0,8 V -200 V 10 A 3 A Potencia instantánea perdida en la salida de conducción: p Dsc (t) = v D (t)·i D (t) Potencia media en un periodo:

DIODOS DE POTENCIA Estáticas Información de los fabricantes sobre pérdidas (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)

DIODOS DE POTENCIA Dinámicas Información de los fabricantes sobre pérdidas (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)

DIODOS DE POTENCIA Dinámicas Información de los fabricantes sobre pérdidas (de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)

DIODOS DE POTENCIA Características Térmicas Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de ºC Si j Unión (oblea) c Encapsulado a Ambiente P (W) Magnitudes térmicas: - Resistencias térmicas, R TH en ºC/W - Increm. de temperaturas, ΔT en ºC - Potencia perdida, P en W Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·R TH R THjc R THca Magnitudes eléctricas: - Resistencias eléctricas, R en Ω - Difer. de tensiones, V en voltios - Corriente, I en A R TH  R ΔT  V P  I Equivalente eléctrico

DIODOS DE POTENCIA Características Térmicas Ambiente Si j Unión c Encapsulado a P (W) R THjc R THca R TH  R ΔT  V P  I Equivalente eléctrico P R THjc R THca TaTa j c a 0 K TCTC TJTJ Por tanto: ΔT = P·ΣR TH  T j -T a = P·(R THjc + R THca ) Y también: T j -T C = P·R THjc y T c -T a = P·R THca

DIODOS DE POTENCIA Características Térmicas La resistencia térmica unión-cápsula es baja (  0,5-5 ºC/W) La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta (  ºC/W) Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente. Para ello se coloca un radiador en la cápsula. I F(AV) = 5A, V RRM = 1200V CápsulaTO 3TO 5TO 66TO 220TOP 3 R THca [ºC/W]

DIODOS DE POTENCIA Características Térmicas j c P R THjc R THca TaTa a 0º K TCTC TJTJ Por tanto: T j -T a = P·[R THjc + (R THca R THrad )/(R THca +R THrad )] Y también: T j -T C = P·R THjc y T c -T a = P·(R THca R THrad )/(R THca +R THrad )] Ambiente Si j Unión c Encapsulado a P (W) R THjc R THca R THrad

EL MOSFET DE POTENCIA V DS [V] I D [mA] V GS = 2,5V V GS = 3V V GS = 3,5V V GS = 4V V GS = 4,5V V GS = 0V< 2,5V< 3V < 3,5V< 4V Comportamiento resistivo V GS < V TH = 2V < 4,5V Comportamiento como circuito abierto 10V + - V DS IDID + - V GS 2,5K  G D S Zonas de trabajo de un MOSFET de señal Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal Comportamiento como fuente de corriente (sin interés en electrónica de potencia)

G D S DSG + P-P- Substrato N+N+ N+N+ Precauciones en el uso de transistores MOSFET - El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos - El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección - Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento EL MOSFET DE POTENCIA Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal

G D S Están formados por miles de celdas puestas en paralelo (son posibles integraciones de 0,5 millones por pulgada cuadrada) Los dispositivos FET (en general) se paralelizan fácilmente Algunas celdas posibles (dispositivos verticales): EL MOSFET DE POTENCIA Estructura de los MOSFETs de Potencia Puerta Drenador Fuente n+n+ n-n- p n+n+ n+n+ Estructura planar (D MOS) Estructura en trinchera (V MOS) Drenador n+n+ n-n- p n+n+ Puerta Fuente

En general, semejantes a los de los diodos de potencia (excepto los encapsulados axiales) Existe gran variedad de encapsulados Ejemplos: MOSFET de 60V EL MOSFET DE POTENCIA Encapsulados de MOSFETs de Potencia R DS(on) =9,4m , I D =12A R DS(on) =12m , I D =57A R DS(on) =9m , I D =93A R DS(on) =5,5m , I D =86A R DS(on) =1.5m , I D =240A

Otros ejemplos de MOSFET de 60V EL MOSFET DE POTENCIA Encapsulados de MOSFETs de Potencia R DS(on) =3.4m , I D =90A

EL MOSFET DE POTENCIA Características fundamentales de los MOSFETs de potencia 1ª -Máxima tensión drenador-fuente 2ª -Máxima corriente de drenador 3ª -Resistencia en conducción 4ª -Tensiones umbral y máximas de puerta 5ª -Proceso de conmutación 1ª Máxima tensión drenador-fuente Corresponde a la tensión de ruptura de la unión que forman el substrato (unido a la fuente) y el drenador. Se mide con la puerta cortocircuitada a la fuente. Se especifica a qué pequeña circulación de corriente corresponde (por ejemplo, 0,25 mA) MOSFET con puerta en trinchera Drenador N+N+ N-N- P N+N+ Fuente Puerta Diodo Fuente– Drenador

EL MOSFET DE POTENCIA 1ª Máxima tensión drenador-fuente Baja tensión 15 V 30 V 45 V 55 V 60 V 80 V Media tensión 100 V 150 V 200 V 400 V Alta tensión 500 V 600 V 800 V 1000 V 1200 V (SiC) Ejemplo de clasificación La máxima tensión drenador-fuente de representa como V DSS o como V (BR)DSS Ayuda a clasificar a los transistores MOSFET de potencia

EL MOSFET DE POTENCIA 2ª Máxima corriente de drenador El fabricante suministra dos valores (al menos): - Corriente continua máxima I D - Corriente máxima pulsada I DM La corriente continua máxima I D depende de la temperatura de la cápsula (mounting base aquí) A 100ºC, I D =23·0,7=16,1A

EL MOSFET DE POTENCIA 3ª Resistencia en conducción Es uno de los parámetro más importante en un MOSFET. Cuanto menor sea, mejor es el dispositivo Se representa por las letras R DS(on) Para un dispositivo particular, crece con la temperatura Para un dispositivo particular, decrece con la tensión de puerta. Este decrecimiento tiene un límite. Drain-source On Resistance, R DS(on) (Ohms)

EL MOSFET DE POTENCIA 3ª Resistencia en conducción Comparando distintos dispositivos de valores de I D semejantes, R DS(on) crece con el valor de V DSS

EL MOSFET DE POTENCIA 3ª Resistencia en conducción En los últimos tiempos se han mejorado sustancialmente los valores de R DS(on) en dispositivos de V DSS relativamente alta ( V) MOSFET de los años 2000 MOSFET de  1984

EL MOSFET DE POTENCIA 4ª Tensiones umbral y máximas de puerta La tensión puerta fuente debe alcanzar un valor umbral para que comience a haber conducción entre drenador y fuente Los fabricantes definen la tensión umbral V GS(TO) como la tensión puerta-fuente a la que la corriente de drenador es 0,25 mA, o 1 mA Las tensiones umbrales suelen estar en el margen de 2-4 V

EL MOSFET DE POTENCIA 4ª Tensiones umbral y máximas de puerta La tensión umbral cambia con la temperatura

EL MOSFET DE POTENCIA 4ª Tensiones umbral y máximas de puerta La máxima tensión soportable entre puerta y fuente es típicamente de ± 20V

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Los MOSFET de potencia son más rápidos que otros dispositivos usados en electrónica de potencia (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.) Los MOSFET de potencia son dispositivos de conducción unipolar. En ellos, los niveles de corriente conducida no están asociados al aumento de la concentración de portadores minoritarios, que luego son difíciles de eliminar para que el dispositivo deje de conducir La limitación en la rapidez está asociada a la carga de las capacidades parásitas del dispositivo Hay, esencialmente tres: - C gs, capacidad de lineal - C ds, capacidad de transición C ds  k/(V DS ) 1/2 - C dg, capacidad Miller, no lineal, muy importante S D G C dg C gs C ds

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Los fabricantes de MOSFET de potencia suministran información de tres capacidades distintas de las anteriores, pero relacionadas con ellas: - C iss = C gs + C gd con V ds =0 (  capacidad de entrada) - C rss = C dg (capacidad Miller) - C oss = C ds + C dg (  capacidad de salida) C iss C oss

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Ejemplo de información de los fabricantes C iss = C gs + C gd C rss = C dg C oss = C ds + C dg

V1V1 R C Carga y descarga de un condensador desde una resistencia EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación La carga y la descarga de estas capacidades parásitas generan pérdidas que condicionan las máximas frecuencias de conmutación de los MOSFET de potencia En la carga de C: - Energía perdida en R = 0,5CV Energía almacenada en C = 0,5CV 1 2 En la descarga de C: - Energía perdida en R = 0,5CV 1 2 Energía total perdida: CV 1 2 = V 1 Q CV1 Además, en general estas capacidades parásitas retrasan las variaciones de tensión, ocasionando en muchos circuitos convivencia entre tensión y corriente, lo que implica pérdidas en las fuentes de corriente dependientes que caracterizan la operación estática del MOSFET

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Análisis de una conmutación típica en conversión de energía: - Con carga inductiva - Con diodo de enclavamiento - Suponiendo diodo ideal C dg C gs C ds V1V1 R V2V2 ILIL

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Situación de partida: - Transistor sin conducir (en bloqueo) y diodo en conducción - Por tanto:  v DG = V 2, v DS = V 2 y v GS = 0  i DT = 0 y i D = I L + - v DS v GS v DG C dg C gs C ds V1V1 R V2V2 ILIL i DT iDiD B A - En esa situación, el interruptor pasa de “B” a “A”

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación i DT = 0 hasta que v GS = V GS(TO) v DS = V 2 hasta que i DT = I L + - v DS v GS v DG C dg C gs C ds V1V1 R V2V2 ILIL i DT iDiD B A V GS(TO) v DS i DT v GS BABA ILIL Pendiente determinada por R, C gs y por C dg (  V 2 )

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación La corriente que da V 1 a través de R se emplea fundamentalmente en descargar C dg  prácticamente no circula corriente por  C gs  v GS = Cte + - v DS v GS v DG C dg C gs C ds V1V1 R V2V2 ILIL i DT B A V GS(TO) v DS i DT v GS BABA ILIL

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación C gs y C dg se continúan cargando V GS(TO) v DS i DT v GS BABA ILIL + - v DS v GS v DG C dg C gs C ds V1V1 R V2V2 ILIL i DT B A + - V1V1 Constante de tiempo determinada por R, C gs y por C dg (medida a  V 1 ) + -

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Valoración de pérdidas entre t 0 y t 2 : - Hay que cargar C gs (grande) y descargar C dg (pequeña) V M voltios (energía perdida en el circuito de mando) - Hay convivencia tensión corriente entre t 1 y t 2 (energía perdida en la fuente de corriente dependiente del MOSFET) i DT + - v DS v GS + - C dg C gs C ds V2V  i DT t0t0 t1t1 t2t2 t3t3 V GS(TO) v DS i DT v GS BABA ILIL V1V1 VMVM P VI Valoración de pérdidas de entrada en conducción (caso de conmutaciones sin recuperación de energía)

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Valoración de pérdidas entre t 2 y t 3 : - Hay que descargar C ds hasta 0 (energía perdida en el transistor) e invertir la carga de C dg desde V 2 -V M hasta -V M (energía perdida transistor y en el circuito de mando) - Hay convivencia tensión corriente entre t 2 y t 3 (energía suministrada externamente al transistor y perdida) V1V1 VMVM t0t0 t1t1 t2t2 t3t3 V GS(TO) v DS i DT v GS BABA ILIL P VI i DT = I L + - v DS v GS + - C dg C gs C ds ILIL i Cds i Cdg + i Cds + I L i Cdg

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Valoración de pérdidas a partir de t 3 : - Hay que acabar de cargar C gs y C dg hasta V 1 - No hay convivencia tensión corriente salvo la propia de las pérdidas de conducción t0t0 t1t1 t2t2 t3t3 V GS(TO) v DS i DT v GS BABA ILIL P VI V1V1 VMVM i DT = I L + - v DS v GS + - C dg C gs C ds ILIL i Cdg iLiL

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”: - La corriente que da la fuente V 1 es aproximadamente constante entre t 0 y t 3 (comienzo de una exponencial, con I V1  V 1 /R) - De t 0 a t 2, la corriente I V1 se ha encargado esencialmente en cargar C gs. Se ha suministrado una carga eléctrica Q gs - De t 2 a t 3, la corriente I v1 se ha encargado en invertir la carga de C dg. Se ha suministrado una carga eléctrica Q dg - Hasta que V GS = V 1 se sigue suministrando carga. Q g es el valor total (incluyendo Q gs y Q dg ) - Para un determinado sistema de gobierno (V 1 y R), cuanto menores sean Q gs, Q dg y Q g más rápido será el transistor - Obviamente t 2 -t 0  Q gs R/V 1, t 3 -t 2  Q dg R/V 1 y P V1 = V 1 Q g f S, siendo f S la frecuencia de conmutación v GS i V1 t0t0 t2t2 t3t3 V1V1 R Q gs Q dg QgQg

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”: Información de los fabricantes IRF 540 MOSFET de los años 2000 BUZ80 MOSFET de  1984

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros) V DS V GS 10% 90% trtr t d on tftf t d off t d on : retraso de encendido t r : tiempo de subida t d off : retraso de apagado t f : tiempo de bajada + - v DS i DT + - v GS G D S + RGRG RDRD

EL MOSFET DE POTENCIA 5ª Proceso de conmutación IRF 540 t d on : retraso de encendido t r : tiempo de subida t d off : retraso de apagado t f : tiempo de bajada + - v DS i DT + - v GS G D S + RGRG RDRD Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros)

EL MOSFET DE POTENCIA Pérdidas en un MOSFET de potencia Pérdidas por convivencia tensión corriente entre drenador y fuente v DS i DT v GS P VI Pérdidas en conducción Pérdidas en conmutación P cond = R DS(on) i DT(rms) 2 W on W off P conm = f S (w on + w off )

EL MOSFET DE POTENCIA Pérdidas en un MOSFET de potencia Pérdidas en la fuente de gobierno v GS i V1 t0t0 t2t2 t3t3 Q gs Q dg QgQg P V1 = V 1 Q g f S V1V1 i V1 R Circuito teórico V1V1 i V1 RBRB Circuito real

EL MOSFET DE POTENCIA El diodo parásito de los MOSFETs de potencia El diodo parásito suele tener malas características, sobre todo en MOSFETs de alta tensión G D S IRF 540

EL MOSFET DE POTENCIA El diodo parásito de los MOSFETs de potencia El diodo parásito en un MOSFET de alta tensión

EL MOSFET DE POTENCIA Características térmicas de los MOSFETs de potencia Es válido todo lo comentado para los diodos de potencia Este fabricante denomina “mounting base” a la cápsula y suministra información de la R THja = R THjc + R THca

El IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) se basa en una estructura que permite:  Modulación de la conductividad (lo que implica bajas pérdidas en conducción)  Antisaturación del transistor bipolar interno (no tan lento como si se saturara completamente)  Control desde una puerta MOS (como un MOSFET). P P N V2V2 R S1S1 P P N V2V2 R G D S EL IGBT Principio de operación y estructura

Circuito equivalente simplificado de un IGBT P P N G D S E B C Colector (C) Emisor (E) Puerta (G) Colector (Collector) Emisor (Emitter) Puerta (Gate) Símbolo de un IGBT de canal N Otro símbolo usado EL IGBT Principio de operación y estructura

Concepto de nivel de inyección en una unión PN Portadores/cm Longitud [mm] P+P+ N-N- n PV nNnN pPpP p NV Bajo nivel de inyección : n N (0 + ) >> p NV (0 + ) Bajo nivel de inyección es lo que siempre hemos considerado hasta ahora en otros casos de uniones PN y P + N - En el caso de uniones P + N - esto es válido para polarizaciones directas no muy intensas. En caso contrario, entramos en alta inyección. Principio de operación y estructura EL IGBT

Longitud [mm] P+P+ N-N- n PV nNnN pPpP p NV Alto nivel de inyección: n N (0 + )  p NV (0 + ) Si la tensión de polarización directa es suficientemente intensa, p NV (0 + ) se aproxima a n N (0 + ). En este caso, n N no permanece constante, sino que se incrementa notablemente ¡No es posible! Concepto de nivel de inyección en una unión PN Principio de operación y estructura EL IGBT Portadores/cm 3

Modulación de la Conductividad P+P+ N+N+ N-N- N A = N D2 = N D1 = n P+ p N+ n N-  p N- Huecos inyectados desde la zona P + Electrones inyectados desde la zona N + Hay inyección de portadores desde las regiones adyacentes muy dopadas (doble inyección), lo que disminuye la resistividad de la región poco dopada cuando está en conducción. Este fenómeno se llama Modulación de la Conductividad y sólo ocurre en dispositivos bipolares Principio de operación y estructura EL IGBT

Se utilizaban antes del desarrollo de los MOSFET de potencia. Hoy se utilizan poco (como interruptores principales) Son mucho más lentos que los MOSFETs (como unas 10 veces más lentos) Además, hay que inyectar una corriente bastante apreciable por la base (sólo 5-20 veces menor que la corriente de colector) Sin embargo, tienen modulación de la conductividad, lo que implica que se pueden hacer dispositivos que soporten mucha tensión (zona N - poco dopada) y que tengan baja resistencia en conducción (por modulación de la conductividad) En resumen, superan a los MOSFET en comportamiento estático N+N+ N+N+ N-N- P-P- E B C SiO 2 Corriente de colector Corriente de Base EL IGBT Principio de operación y estructura Transistores bipolares (BJTs) de potencia

ConmutaciónControlModulación de la Conductividad Pérdidas en conducción en dispositivos de alta tensión BJTsLentaDifícilSíBajas MOSFETsRápidaFácilNoAltas ¿Se puede conseguir un dispositivo con las ventajas de ambos? La respuesta es el IGBT, que presenta muy buenas características en aplicaciones de mayor potencia que las de uso de los MOSFET (sacrificando frecuencia de conmutación) Comparación entre BJTs y MOSFETs de potencia EL IGBT Principio de operación y estructura

Colector (C) Emisor (E) Puerta (G) Colector Emisor Puerta P+P+ N-N- P N+N+ N+N+ N+N+ Colector Emisor Puerta Estructura interna de un IGBT (modelo muy simple) EL IGBT Principio de operación y estructura

P+P+ N-N- P N+N+ N+N+ N+N+ Colector Emisor Puerta R drift Colector Emisor Puerta R drift EL IGBT Estructura interna de un IGBT (modelo un poco más elaborado) Principio de operación y estructura

El IGBT bloqueando (soportando) tensión P+P+ N-N- N+N+ Colector Emisor Puerta Colector Emisor Puerta R drift R V2V2 N+N+ N+N+ P R V2V2 Zona de transición EL IGBT Principio de operación y estructura

Colector Emisor Puerta R drift P+P+ N-N- N+N+ Colector Emisor Puerta N+N+ N+N+ P R V2V2 V1V1 V1V1 R drift R V2V2 Modulación de la Conductividad Efecto transistor EL IGBT El IGBT conduciendo corriente Principio de operación y estructura

Hay un tiristor parásito que creaba problemas en los primeros IGBTs. El problema está hoy solucionado, cortocircuitando R body P+P+ N-N- N+N+ Colector Emisor N+N+ P R drift R body Puerta Colector Emisor Puerta R drift R body EL IGBT Modelo completo de la estructura interna de un IGBT Principio de operación y estructura

EL IGBT Modelo completo de la estructura interna de un IGBT actual (solucionado el problema del tiristor parásito interno) Principio de operación y estructura P+P+ N-N- N+N+ Colector Emisor P Puerta Canal P+P+ N+N+ P+P+ N-N- N+N+ Colector Emisor N+N+ P Puerta R body Corriente por el BJT Canal Corriente por el BJT Tiristor parásito Corriente que dispara el tiristor parásito Para evitar el disparo de tiristor parásito

El IGBT no puede conducir corriente inversa con tensión cero en puerta, como sí ocurría en los MOSFETs G D S Diodo parásito Corriente inversa C E G N P P C E G N P P Diodo externo Corriente inversa El IGBT por tanto puede soportar tensión inversa Los IGBTs simétricos se diseñan para este fin. Sin embargo, la caída de tensión directa es mayor en ellos. Para conducir corriente inversa hay que colocar un diodo en antiparalelo EL IGBT Principio de operación y estructura

Estructuras asimétrica y simétrica P+P+ N-N- N+N+ Colector Emisor P Puerta P+P+ N+N+ IGBT asimétrico (también llamado “punch-through IGBT”) P+P+ N-N- Colector Emisor P Puerta P+P+ N+N+ IGBT simétrico (también llamado “non-punch-through IGBT”) EL IGBT Principio de operación y estructura

v DS [V] i D [A] v GS = 4V v GS = 5V v GS = 6V v GS < V GS(TO) = 3V v GS = 8V v GS = 10V C E G v CE [V] i C [A] v GE = 4V v GE = 5V v GE = 6V v GE < V GE(th) = 3V v GE = 8V v GE = 10V Caso de un MOSFET. También es así en la parte “MOSFET” del IGBT Caso de un IGBT. Se obtienen sumando v EB_BJT a las curvas características de un MOSFET + - v EB_BJT EL IGBT Curvas características de salida de los IGBTs

EL IGBT Características generales de un IGBT

Información general del IRG4PC50W. EL IGBT Características generales de un IGBT

EL IGBT Características estáticas de un IGBT

I T = 50 o C: 55 A I T = 75 o C: 48 A EL IGBT Características estáticas de un IGBT

Asymmetrical IGBT EL IGBT Características estáticas de un IGBT

v CE [V] i C [A] v GE = 15V v EB_BJT Curva característica estática para una tensión v GE dada v EB_BJT  1V EL IGBT Características estáticas de un IGBT

Comportamiento térmico como un BJT Comportamiento térmico como un MOSFET EL IGBT Características estáticas de un IGBT

v GE v GE(th) v CE iCiC G C E Apagado con carga inductiva y diodo ideal Apagado de la parte MOSFET Apagado de la parte BJT “Cola” del IGBT VGVG RGRG V DC ILIL C E G + - v CE v GE + - iCiC B A V’ G EL IGBT Características dinámicas de los IGBTs

v GE v GE(th) v CE iCiC G C E Comparación de IGBTs y MOSFETs en el apagado Parte MOSFET Parte BJT Cola Periodo con pérdidas de apagado Pérdidas de conmutación v GS v DS(TO) v DS iDiD G D S EL IGBT Características dinámicas de los IGBTs

G C E Encendido de la parte MOSFET Parte BJT v GE v CE iCiC v GE(th) Periodo con pérdidas de encendido EL IGBT Características dinámicas de los IGBTs Encendido con carga inductiva y diodo ideal VGVG RGRG V DC ILIL C E G + - v CE v GE + - iCiC B A V’ G

Conmutaciones reales del IGBT IRG4PC50W teniendo en cuenta el comportamiento real del diodo y las inductancias parásitas EL IGBT Características dinámicas de un IGBT

EL IGBT Características dinámicas de un IGBT

Capacidades parásitas y carga de puerta EL IGBT Características dinámicas de un IGBT

Las de conmutación a partir de curvas específicas de los fabricantes: Las de conducción se calculan desde las curvas características estáticas: EL IGBT Pérdidas en un IGBT

Los tiristores fueron, durante muchos años, los dispositivos que dominaban la electrónica de potencia Son dispositivos bipolares de más de dos uniones Por ser bipolares, son lentos, pero capaces de manejar grandes corrientes y tensiones (modulación de la conductividad) Los más importantes son: - El Rectificador Controlado de Silicio (Silicon Controlled Rectifier, SCR), al que se le aplica muchas veces el nombre de Tiristor - El GTO (Gate Turn-Off thyristor) o Tiristor apagado por puerta - El TRIAC (Triode AC ) o Triodo para Corriente Alterna - El DIAC (Diode AC) Todos ellos los estudiaremos con menos profundidad que los diodos, los MOSFETs y los IGBTs Los Tiristores Introducción a los Tiristores

Los Tiristores La estructura de 3 uniones (4 capas) E1E1 B1B1 C1C1 E2E2 B2B2 C2C2 La base de los tiristores es la estructura PNPN P N N P P N P N N P Se trata de una estructura realimentada que admite dos estados estables (es como un “biestable”)

RgRg VgVg Los Tiristores R VCCVCC E1E1 B1B1 C1C1 E2E2 B2B2 C2C2 - + Pol. inversa + - Polarización directa + - La estructura de 4 capas puede soportar tensión sin conducir corriente, ya que una unión queda polarizada inversamente La estructura de 3 uniones (4 capas) R VCCVCC E1E1 B1B1 C1C1 E2E2 B2B2 C2C Ahora inyectamos corriente en la unión B 1 -E 1 desde una fuente externa V g i B1 Ahora circula i B1 = i g por la unión B 1 -E 1 igig

Los Tiristores La estructura de 3 uniones (4 capas) RgRg VgVg R VCCVCC i B1 i B1 genera i C1 =  1 ·i B1 Pero i C1 = i B2 ; por tanto: i C2 =  2 ·i B2 =  2 ·  1 ·i B1 La corriente i B1 será ahora: i B1 ’ = i g + i C2 = i g +  2 ·  1 ·i B1 Es decir, i B1 ’  2 ·  1 ·i B1 >> i B1 i C1 i B2 i C2 igig i B1 ’ Conclusiones: - La corriente de base crece hasta saturar a los dos transistores - Como consecuencia, el dispositivo se comporta como un cortocircuito - La corriente i g puede eliminarse y la situación no cambia 11 22 - +

Los Tiristores R VCCVCC La estructura de 3 uniones (4 capas) V V CC i CC =  0 A R VCCVCC + -  0,7 V  0,5 V i CC  V CC /R  0,9 V + - Por tanto, el mismo circuito puede estar en dos estados, dependiendo de la “historia” anterior: - Con la estructura de 4 capas sin conducir - Con la estructura de 4 capas conduciendo V CC + -

RgRg VgVg Los Tiristores La estructura de 3 uniones (4 capas) i CC  V CC /R ¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas conduzca? (I) - Inyectando corriente en B 1 (ya explicado)  0,9 V + - R VCCVCC B1B1 - Aumentando mucho V CC : las corrientes inversas de las uniones base-colector alcanzan valores suficientes para la saturación mutua de los transistores R VCCVCC i CC  V CC /R  0,9 V + - i C1 i C2 Esto sólo ocurre cuando las  son suficientemente grandes, lo que se alcanza cuando las corrientes inversas también lo son

Los Tiristores La estructura de 3 uniones (4 capas) ¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas conduzca? (II) - Sometiendo a la estructura a una fuerte derivada de tensión: la corriente de carga de la capacidad parásita colector base pone en conducción la estructura i CC  V CC /R  0,9 V + - i C1 i C2 R VCCVCC + i B2 i B1 - Haciendo incidir radiación (luz) en la zona B 1 i CC  V CC /R i C2 i B2 i B1  0,9 V + - R VCCVCC B1B1 Luz

Los Tiristores El SCR Es el tiristor “por antonomasia” Su símbolo es como el de un diodo con un terminal más (la puerta) Se enciende (dispara) por puerta No se puede apagar por puerta Ánodo (A) Cátodo (K) Puerta (G) iAiA V AK + - P N-N- N P-P- A K G Estructura interna

Los Tiristores El SCR Curva característica sin corriente de puerta -600 V 0 i A [A] V AK [V] 600 V Disparo por sobretensión ánodo-cátodo Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa) Polarización inversa (como un diodo) Polarización directa a tensión menor de la disparo por sobretensión ánodo-cátodo (como un diodo en polarización inversa)

i g = 0 Los Tiristores El SCR Curva característica con corriente de puerta -600 V 0 i A [A] V AK [V] 600 V Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa) i g1 i g2 i g3 i g4 Disparo por sobretensión ánodo-cátodo 0 < i g1 < i g2 < i g3 < i g4 Disparo por puerta

Los Tiristores El SCR Disparo por puerta: - Es el modo de disparo deseado 0 igig V GK Unión fría Zona de disparo imposible RgRg VgVg A K G iAiA V AK + - igig V GK + - Unión caliente Límite de disipación de potencia En disparo se realiza con poca potencia (bajos niveles de corriente y tensión) V g /R g VgVg - Para que se mantenga disparado, la corriente ánodo-cátodo tiene que ser mayor que el valor llamado “latching current”

Los Tiristores El SCR Apagado del SCR : - No se puede hacer por puerta - Para apagarse, el valor de su corriente ánodo-cátodo tiene que bajar por debajo de un valor llamado “corriente de mantenimiento” (holding current) - Aunque en el pasado los SCRs se usaban en todo tipo de convertidores, su dificultad para apagarlos los ha relegado a conversiones con entrada en alterna y a aplicaciones de altísima potencia - En aplicaciones de entrada en continua, se usaban circuitos auxiliares para conseguir el apagado (con bobinas, condensadores y SRCs auxiliares)

Los Tiristores Características de un ejemplo de SCR

Los Tiristores Características de un ejemplo de SCR

Los Tiristores Características de un ejemplo de SCR

Los Tiristores Características de un ejemplo de SCR

Los Tiristores El GTO Es un SCR que se puede apagar por puerta La corriente de encendido es similar a la de un SCR Se apaga por corriente saliente en puerta, que llega a ser tan grande como un tercio de la de ánodo-cátodo Su capacidad de soportar tensión directa cuando no está disparado es alta Su capacidad de soportar tensión inversa es muy limitada (unos 30 V) Es un dispositivo lento, pensado para aplicaciones de muy alta potencia La estructura interna es muy compleja Ánodo (A) Cátodo (K) Puerta (G) Símbolo

Los Tiristores El GTO Estructura interna de un GTO (obtenida del texto "Power Electronics: Converters, Applications and Design“ de N. Mohan, T. M. Undeland y W. P. Robbins. Editorial John Wiley and Sons.)

El TRIAC Es el equivalente a dos SCRs conectados en antiparalelo No se puede apagar por puerta Los Tiristores Símbolo Terminal 1 (T1) Puerta (G) Terminal 2 (T2) T1 G T2 Equivalente Estructura interna P N-N- N P-P- T2 T1 N N G

El TRIAC Los Tiristores Curva característica sin corriente de puerta -600 V 0 i T2 [A] V T2T1 [V] 600 V Disparo por sobretensión T2-T1 Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa) Polarización inversa: se comporta como en polarización directa Polarización directa a tensión menor de la disparo por sobretensión T2-T1

Los Tiristores El TRIAC Curva característica con corriente de puerta Disparo por puerta i g = 0 i g1 i g2 i g3 Disparo por sobretensión T2-T1 i g1 i g2 i g V 0 i T2 [A] V T2T1 [V] 600 V i g4 Las corrientes de puerta pueden ser positivas o negativas Hay 4 modos posibles: - Modo I+: V T2T1 > 0 y i G > 0 - Modo I-: V T2T1 > 0 y i G < 0 - Modo III+: V T2T1 0 - Modo III-: V T2T1 < 0 y i G < Facilidad Desaconsejado

Los Tiristores No es un componente de potencia, sino que es un componente auxiliar para el disparo de TRIACs Sólo tiene dos terminales y es simétrico Curva característica -30 V 0 i A2 [A] V A2A1 [V] 30 V Estructura interna P N N P A2 A1 N El DIAC A1 i A2 V A2A1 + - A2 Símbolo Cápsula DO-35 Ejemplo de DIAC