Dispositivos de Potencia

Presentación del tema: "Dispositivos de Potencia"— Transcripción de la presentación:

1 Dispositivos de Potencia
Tema 1 Dispositivos de Potencia

2 Regiones operativas de componentes

3 El Diodo de Potencia Técnicas para mejorar la VBD.

4 El Diodo de Potencia

5 El Diodo de Potencia Características de catálogo:
Tensión inversa de trabajo, VRWM= máxima tensión inversa que puede soportar de forma continuada sin peligro de avalancha. Tensión inversa de pico repetitiva, VRRM= máxima tensión inversa que puede soportar por tiempo indefinido si la duración del pico es inferior a 1ms y su frecuencia de repetición inferior a 100Hz. Tensión inversa de pico único, VRSM= máxima tensión inversa que puede soportar por una sola vez cada 10 ó más minutos si la duración del pico es menor a 10ms.

6 Características Dinámicas

7 Pérdidas en los diodos

8 Diodo Schottky de potencia

9 BJT de potencia Definición de corte: Cuando se aplica una tensión VBE ligeramente negativa para que

10 Funcionamiento del BJT. Zona activa

11 Funcionamiento del BJT. Cuasi-saturación
El límite de la zona activa se alcanza cuando VCB=0

12 Funcionamiento del BJT. Saturación.

13 Funcionamiento del BJT. Ganancia

14 BJT en conmutación. Corte

15 BJT en conmutación. Saturación

16 BJT en conmutación. Potencia disipada.

17 Circuitos de excitación de transistores bipolares.
Dispositivo controlado por corriente. Tiempo de puesta en conducción depende de la rapidez con la que se inyecte las cargas necesarias en la base del transistor. Velocidades de conmutación de entrada se pueden reducir aplicando inicialmente un pico elevado de corriente de base y disminuyendo la corriente hasta la necesaria para mantener el transistor en conmutación. Igualmente se necesita un pico de corriente negativa en el apagado.

18 Excitación en función a la posición de la carga

19 Esquema ejemplo.

20 Formulación. Cuando la señal pasa a nivel alto R2 estará cortocircuitada inicialmente. La corriente de base inicial será IB1. Cuando C se cargue, la corriente de base será IB2. Se necesitará de 3 a 5 veces la constante de tiempo de carga del condensador para considerarlo totalmente cargado. La señal de entrada pasa a nivel bajo en el corte y el condensador cargado proporciona el pico de corriente negativa.

21 Forma de onda de la IB

22 Comparación de IB con y sin L

23 Ejemplo. Diseñar un circuito de excitación de un BJT (TIP31C). Que tenga un pico de 1A de corriente de base y de 0.2A en conducción. La tensión de excitación es de 0 a 5V, cuadrada, con un ciclo de trabajo del 50% y una frecuencia de conmutación de 25Khz.

24 Simulación del ejemplo

25 Potencias perdidas en ambos casos

26 Enclavador Baker Se usa para reducir los tiempos de conmutación del transistor bipolar. Mantiene al transistor en la región de cuasi-saturación. Evita que VCE sea muy baja. Las pérdidas son mayores.

27 Darlington Incrementar la Beta del transistor equivalente, con el fin de mejorar la excitación

28 MOSFET. Curvas características.

29 Diodos en antiparalelo asociados

30 Efecto de las capacidades parásitas en VG
El efecto de la conmutación de otros dispositivos puede provocar variaciones importantes en la tensión de puerta debido al acoplamiento capacitivo parásito. Cuanto menor sea RG, menos se notará este efecto

31 Apagado y encendido en un MOSFET

32 Características dinámicas

33 Circuitos de excitación de MOSFET
Es un dispositivo controlado por tensión. Estado de conducción se consigue cuando la tensión puerta-fuente sobrepasa la tensión umbral de forma suficiente. Corrientes de carga son esencialmente 0. Es necesario cargar las capacidades de entrada parásitas. Velocidad de conmutación viene determinada por la rapidez con que la carga de esos condensadores pueda transferirse. Circuito de excitación debe ser capaz de absorber y generar corrientes rápidamente para conseguir una conmutación de alta velocidad.

34 Carga de las capacidades parásitas

35 Diferencias de excitación con el BJT

36 Detalles

37 Detalles

38 Ejemplo Calcular la excitación de un Mosfet de potencia que tiene las siguientes características: VTH=2 a 4V. VGSmáx=20V VDSmáx=100V Capacidades parásitas= las de la figura. Se precisa que el Mosfet conmute al cabo de 50ns o menos. Si la tensión de excitación es de 12V y la de alimentación es de 100V calcular la corriente necesaria y la RB que la limite.

39 Solución Vemos que las capacidades de entrada y salida a más de 60V es de 300pF y 50pF respectivamente. Como ambas se tienen que cargar, necesitaremos:

40 Circuito propuesto.

41 Simulación.

42 Funcionamiento del SCR.

43 Característica estática del SCR

44 Mecanismo de cebado.

45 Curvas V e I del SCR durante conmutación.

46 Formas de provocar el disparo en un SCR
Corriente de puerta. Elevada tensión ánodo-cátodo. Aplicación de Vak positiva antes de que el bloqueo haya terminado. Elevada deriva Vak. Temperatura elevada. Radiación luminosa.

47 Autodisparo

48 Autodisparo

49 Disparo normal

50 TRIAC

51 TRIAC. Característica estática

52 Cuadrantes de disparo del TRIAC

53 Disparo de un triac.

54 Formas alternativas de disparo

55 Circuitos auxiliares

56 Ejemplo de V e I en una aplicación

57 Circuito equivalente del IGBT

58 IGBT. Curva característica

59 Características de conmutación.

60 Valores límites del IGBT

61 Capacidades parásitas en un IGBT

62 Característica estática del GTO

63 Funcionamiento del GTO

64 Formas de onda de IG Para entrar en conducción se necesita una subida rápida y valor IG suficientes. Se mantiene una Igon Para cortar se aplica una IG negativa muy grande. Debe mantenerse una VG negativa para evitar que conduzca de forma espontánea

65 Circuito de excitación de puerta del GTO

66 Conmutación del GTO

67 Encendido por corriente positiva.

68 Apagado del GTO por corriente negativa

69 Comparación entre los dispositivos de potencia

70 UJT El transistor uniunión (UJT, unijunction transistor) es un dispositivo de conmutación del tipo ruptura. Sus características lo hacen muy útil en muchos circuitos industriales, incluyendo temporizadores, osciladores, generadores de onda, y más importante aún, en circuitos de control de puerta para SCR y TRIACs. Cuando el voltaje entre emisor y base1 Veb1, es menor que un cierto valor denominado voltaje de pico, Vp, el UJT está CORTADO, y no puede fluir corriente de E a B1 (Ie=0). Cuando Veb1 sobrepasa a Vp en una pequeña cantidad, el UJT se dispara o CONDUCE. Cuando esto sucede, el circuito E a B1 es prácticamente un cortocircuito, y la corriente fluye instantáneamente de un terminal a otro. En la mayoría de los circuitos con UJT, el pulso de corriente de E a B1 es de corta duración, y el UJT rápidamente regresa al estado de CORTE.

71 UJT. Circuito equivalente.
VBB : Tensión interbase. rBB : Resistencia interbase VE : Tensión de emisor. IE : Intensidad de emisor. VB2 : Tensión en B2, (de 5 a 30 V para el UJT polarizado). VP : Tensión de disparo IP : Intensidad de pico (de 20 a 30 µA.). Vv : Tensión de valle de emisor Iv : Intensidad valle del emisor. VD : Tensión directa de saturación del diodo emisor (de 0,5 y 0,7 V). µ : Relación intrínseca (de 0,5 a 0,8)

72 UJT. Funcionamiento El transistor monounión (UJT) se utiliza generalmente para generar señales de disparo en los SCR. En la figura se muestra un circuito básico de disparo UJT. Un UJT tiene tres terminales, conocidos como emisor E, base1 B1 y base2 B2. Entre B1 y B2 la monounión tiene las características de una resistencia ordinaria (la resistencia entre bases rBB con valores en el rango de 4.7 y 9.1 K). Cuando se aplica el voltaje de alimentación Vs, se carga el condensador C a través de la resistencia R, dado que el circuito emisor del UJT está en circuito abierto. La constante de tiempo del circuito de carga es T1=RC. Cuando el voltaje del emisor VE, llega a un valor pico Vp, se activa el UJT y el capacitor se descarga a través de RB1 a una velocidad determinada por la constante de tiempo T2=RB1C. T2 es mucho menor que T1. Cuando el voltaje del emisor VE se reduce al punto del valle Vv, el emisor deja de conducir, se desactiva el UJT y se repite el ciclo de carga. El voltaje de disparo VB1 debe diseñarse lo suficientemente grande como para activar el SCR. El periodo de oscilación, T, es totalmente independiente del voltaje de alimentación Vs y está dado por:

73 PUT. El transistor monounión programable (PUT) es un pequeño tiristor con el símbolo de la figura. Un PUT se puede utilizar como un oscilador de relajación, tal y como se muestra. El voltaje de compuerta VG se mantiene desde la alimentación mediante el divisor resistivo del voltaje R1 y R2, y determina el voltaje de disparo Vp. En el caso del UJT, Vp está fijado por el voltaje de alimentación, pero en un PUT puede variar al modificar el valor del divisor resistivo R1 y R2. Si el voltaje del ánodo VA es menor que el voltaje de compuerta VG, se conservará en su estado inactivo, pero si el voltaje de ánodo excede al de compuerta más el voltaje de diodo VD, se alcanzará el punto de disparo y el dispositivo se activará. La corriente de pico Ip y la corriente de valle Iv dependen de la impedancia equivalente en la compuerta RG = R1R2/(R1+R2) y del voltaje de alimentación en Vs. En general Rs está limitado a un valor por debajo de 100 Ohms.

74 Aplicación con UJT RT (resistencia de carga de CT): De ellos depende la frecuencia de oscilación. UJT: Proporciona el impulso VOB1 a la puerta del SCR. R1: Proporciona un paso a la corriente de base del UJT (IBB) antes de dispararlo. Evita que IBB circule por la puerta del SCR produciendo un disparo indeseado. Valor: El necesario para que VGK esté por debajo de la mínima tensión de disparo. R2: Estabiliza el funcionamiento del dispositivo frente a aumentos de temperatura.

75 Aplicación con UJT

76 DIAC Diac (Diode Alternative Current): dispositivo bidireccional simétrico (sin polaridad) con dos electrodos principales, MT1 y MT2, y ninguno de control. Su estructura es la representada. En la curva característica tensión-corriente se observa que: V(+ ó ) < VS ; el elemento se comporta como un circuito abierto. V(+ ó ) > VS; el elemento se comporta como un cortocircuito. Se utilizan para disparar esencialmente a los triacs.

77 Otros dispositivos de disparo

78 Optoacopladores También se denominan optoaisladores o dispositivos de acoplamiento óptico. Basan su funcionamiento en el empleo de un haz de radiación luminosa para pasar señales de un circuito a otro sin conexión eléctrica. Fundamentalmente este dispositivo está formado por una fuente emisora de luz, y un fotosensor de silicio, que se adapta a la sensibilidad espectral del emisor luminoso.

79 Optoacopladores

80 Optoacopladores

81 Circuito con optoacopladores

82 Acopladores Inductivos

83 Circuito Equivalente

84 Ejemplo de acoplo inductivo

85 Problemas generados por el calor
Tiempo medio entre fallos para diversos semiconductores. MIL-HDBK-217

86 Producción de calor Resistores: Capacitores: Inductores:

87 Transferencia de calor

88 Transferencia de calor
Convección Conducción Radiación qc = flujo de calor por convección desde la superficie. hc = coeficiente de transferencia de calor de convección. As = superficie de transmisión de calor. q = flujo de calor por conducción. L = longitud de conducción. Ac = área transversal de conducción. k = coeficiente de conductividad térmica del material. T = diferencia de temperaturas. coeficiente de emisividad (0 a 1) Constante de Stefan-Boltzmann = área de radiación T1 y T2 = diferencias de temperatura superficial F1,2 = factor de diferencia entre las dos superficies de los diferentes cuerpos

89 Conductividad térmica

90 Resistencias térmicas

91 Resistencias térmicas

92 Impedancia térmica

93 Comportamiento dinámico

94 Disipadores

95 Transitorios en las líneas de alimentación

96 Topología de protección

97 Componentes para protección

98 Características

99 Circuitos de protección
Protección en líneas equilibradas de comunicaciones. Protección contra descargas en antenas. Insuficiente protección de componentes posteriores. Gran capacidad de absorción de corriente. Ideal para líneas de red. Circuito mejorado. El inductor permite la conmutación de sobrecorriente del varistor al descargador. Evita la corriente de seguimiento de la red. También evita la corriente de seguimiento de la red, pero mejora el anterior.

100 Circuitos de protección
g) Dobla la capacidad energética de limitación de sobretensiones. h) Igual que el anterior pero más rápido. i) Ideal para líneas de comunicaciones, es mejor que el circuito “d”, pero peor cuando los impulsos de sobretensión tienen una pendiente lenta. j) El automatismo sirve para evitar que el varistor quede cortocircuitado en caso de envejecimiento. k) Circuito básico de protección en modo común.

101 Protecciones contra excesos eléctricos
Dispuestos de mayor a menor capacidad de disipación de energía y de menor a mayor velocidad de respuesta.

102 Protecciones para red El primero es un circuito básico que puede proteger una línea de red en modo diferencial y en modo común. El segundo es un circuito de protección en modo común con tres escalones. Puede quedar un cierto nivel de tensión diferencial. El tercero es un circuito completo de protección en modo común y en modo diferencial.

103 Protecciones para líneas de entrada de datos.

104 Protecciones para líneas de entrada de datos.

105 Protecciones con diodos supresores de sobretensiones.

106 Protecciones con diodos supresores de sobretensiones.

107 Protecciones terciarias contra sobretensiones de alta frecuencia.

108 Protección de alta seguridad.

109 Filtros de red comerciales

110 Protección contra transitorios. Snubbers

111 Circuito de protección de transistor

112 Pérdidas en función a C

113 Formulación. El condensador se elige a veces de forma que la tensión del interruptor alcance su valor final al mismo tiempo que la corriente vale cero Si la corriente del interruptor llega a cero antes de que el condensador se cargue por completo la tensión del condensador se calcula a partir de la primera ecuación, saliendo:

114 Formulación. Para calcular el valor de la resistencia, ésta se elige de forma que el condensador se descargue antes de que el transistor vuelva a apagarse. Se necesitan de 3 a 5 intervalos de tiempo para que se descargue el condensador.

115 Formulación. Las pérdidas en el transistor varían con el circuito que se añade. La primera fórmula se refiere a las pérdidas en el transistor sin circuito de protección.

116 Comparación sin y con snubber.