Electrónica de Comunicaciones

Presentación del tema: "Electrónica de Comunicaciones"— Transcripción de la presentación:

1 Electrónica de Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Osciladores. 3- Mezcladores y su uso en modulación y demodulación. 4- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Amplificadores de potencia para RF. 7- Moduladores. 8- Demoduladores. 9- Tipos y estructuras de receptores de RF. 10- Tipos y estructuras de transmisores de RF. 11- Transceptores para radiocomunicaciones. ATE-UO EC amp pot 00

2 6- Amplificadores de potencia para RF
Idea fundamental: Amplificar señales de RF hasta niveles suficientes para su transmisión y hacerlo con buen rendimiento energético. PCC h = PRF/PCC VCC Rg Amplificador de potencia de RF + RL PRF Pe RF Pperd ATE-UO EC amp pot 01

3 Amplificador de potencia de RF
Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (I) iC Amplificador de potencia de RF RL Rg + Q1 p 2p t iC p 2p t p 2p t iC iC Clase A: conducción durante 2p Clase B: conducción durante p Clase C: conducción < p ATE-UO EC amp pot 02

4 Amplificador de potencia de RF
Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (II) iC Amplificador de potencia de RF RL Rg + Q1 - vCE iC t vCE Clase D: Q1 trabaja en conmutación Clase E: Q1 trabaja en conmutación a tensión cero Control ATE-UO EC amp pot 03

5 Tipos de amplificadores de potencia de RF
Rg Amplificador de potencia de RF + RL VCC vg - vs Amplificadores lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs es proporcional a la de entrada vg. Amplificadores no lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs no es proporcional a la de entrada vg. Caso especialmente interesante: tensión de salida vs proporcional a VCC. ATE-UO EC amp pot 04

6 Amplificador “Clase A” con la carga en el circuito de polarización (I)
Circuito básico Rg + Polarización Q1 iC RL VCC + - vCE ATE-UO EC amp pot 05

7 Elegimos un punto de trabajo
Amplificador “Clase A” con la carga en el circuito de polarización (II) Q1 iC RL VCC + - vCE Elegimos un punto de trabajo IB iC vCE VCC/RL VCC t iC1 t vCE1 PRF = iC12·RL/2 PCC = iC1·VCC h = PRF/PCC = iC1·RL/(2·VCC) Luego h crece con iC1. Pero el crecimiento de iC1 tiene un límite ATE-UO EC amp pot 06

8 Amplificador “Clase A” con la carga en el circuito de polarización (III)
Q1 iC RL VCC + - vCE IB iC vCE VCC/RL VCC Máximo valor de iC1 iC1 = VCC/2RL t vCE1 = VCC/2 hmax = iC1·RL/(2·VCC) con iC1 = VCC/2RL Por tanto: hmax = 1/4 = 25% ¡El 25% es un rendimiento máximo muy bajo! ATE-UO EC amp pot 07

9 Otras posibilidades de amplificador “Clase A” con bajo rendimiento (dos de ellas no demostradas aquí) hmax = 25% hmax = 8,57% hmax = 25% La componente de alterna de iC circula por la carga y por la resistencia de polarización En la resistencia de polarización se disipa continua (además de alterna) Toda la componente de alterna de iC circula por la carga Pero en la carga se disipa continua Toda la componente de alterna de iC circula por la carga Pero en la fuente de corriente se disipa continua ¿Podemos conseguir que en elemento de polarización no se disipe ni alterna ni continua? ATE-UO EC amp pot 08

10 Circuito básico de un amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector
Rg + Polarización Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL CAC vRL La bobina LCH debe presentar una impedancia mucho mayor que RL a la frecuencia de trabajo El condensador CAC debe presentar una impedancia mucho menor que RL a la frecuencia de trabajo ATE-UO EC amp pot 09

11 Consideraciones generales de los circuitos en régimen permanente
El valor medio de la tensión en una bobina es cero El valor medio de la corriente por un condensador es cero Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL CAC vRL vLCH vCAC El valor medio de vLCH es 0 El valor medio de iRL es 0 El valor medio de vRL es 0 El valor medio de vCAC es VCC (Kirchhoff) El valor medio de vCE es VCC (Kirchhoff) Como la impedancia de CAC es muy pequeña, la tensión sobre él es constante e igual a VCC ATE-UO EC amp pot 10

12 Circuito equivalente al básico
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (I) Circuito equivalente al básico Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL En ambos casos: Toda la componente de alterna de iC circula por la carga En la bobina, obviamente, no se disipa potencia ATE-UO EC amp pot 11

13 Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (II)
Otra posibilidad de realización física, pero con un grado de libertad más Q1 VCC + - vCE RL iC iRL 1:n Q1 Lm VCC + - vCE RL’ iC iRL’ RL’ = RL/n2 iRL’ = iRL·n Es como el caso anterior: Toda la componente de alterna de iC circula por la carga (modificada por la relación de transformación del transformador) En el transformador, obviamente, no se disipa potencia ATE-UO EC amp pot 12

14 Recta de carga en continua
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (III) Circuito de estudio Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL Recta de carga en continua VCC iC IB vCE Recta de carga en alterna con pendiente -1/RL Punto de trabajo ¿Cómo debe elegirse el punto de trabajo para obtener el máximo rendimiento posible? ATE-UO EC amp pot 13

15 Recta de carga en continua
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (IV) vCE VCC iC IB Recta de carga en continua La componente de alterna en el transistor es la misma que en la carga iC1 VCC+iC1·RL t PRF = (iC1·RL)2/(2·RL) PCC = iC1·VCC h = PRF/PCC = iC1·RL/(2·VCC) El máximo valor de iC1·RL es iC1·RL = VCC y por tanto hmax = 1/2 = 50%. ¡Ha mejorado, pero sigue siendo bajo! ATE-UO EC amp pot 14

16 Situación con la máxima señal que se puede manejar
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (V) Situación con la máxima señal que se puede manejar VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC iC1=VCC/RL 2iC1 t hmax = 50%. t ¿Cuál es el rendimiento cuando la señal es no es la máxima posible? ATE-UO EC amp pot 15

17 Situación con señal menor que la máxima que se puede manejar
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (VI) Situación con señal menor que la máxima que se puede manejar VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pend. -1/RL t DiC t DvCE PRF = (DvCE)2/(2·RL) PCC = VCC2/RL h = PRF/PCC = 0,5·(DvCE/VCC)2 ATE-UO EC amp pot 16

18 Recta de carga en continua
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (VII) VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pend. -1/RL Con transistores reales (no idealizados) t vCE sat VCC-vCE sat (VCC-vCE sat)/RL PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·RL) PCC = VCC·(VCC-vCE sat)/RL h = 0,5·(VCC-vCE sat)/ VCC ATE-UO EC amp pot 17

19 Señal modulada en amplitud
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (VIII) vp vm vce(wmt, wpt) Señal modulada en amplitud VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pend. -1/RL vce es la componente de alterna de vCE t vce(wmt, wpt) = DvCE(wmt)·sen(wpt) DvCE(wmt) = vp[1 + m·sen(wmt)] m = vm/vp h(wmt) = 0,5·[DvCE (wmt)/VCC]2 Þ h(wmt) = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m·sen(wmt)]2 hmed = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m2/2] hmed max Þ vp = VCC/2, m = 1 hmed max = 0,125·[1 + 1/2] = 18,75% ¡Vuelve a ser muy bajo! ATE-UO EC amp pot 18

20 Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF
Amplificador “Clase A” con polarización por circuito resonante paralelo en el colector Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF Circuito básico Rg + Polarización Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL 360º iC t El circuito resonante presenta una impedancia infinita a la frecuencia de la señal de RF ATE-UO EC amp pot 19

21 Amplificador “Clase B” con un único transistor (I)
Circuito básico Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF Rg + Polarización Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC 180º El circuito resonante presenta una impedancia infinita a la frecuencia de la señal de RF ATE-UO EC amp pot 20

22 Amplificador “Clase B” con un único transistor (II)
180º Q1 L VCC + - vCE RL iRL C vRL iC 180º Q1 L VCC + - vCE RL iRL C vRL Equivalente Equivalente (salvo cálculos que impliquen a VCC) iC 180º L RL C iRL + - vRL ATE-UO EC amp pot 21

23 Amplificador “Clase B” con un único transistor (III)
Circuitos equivalentes (I) iC L RL C 180º iCpico + - vRL 180º iCca iCpico(1-1/p) iC L RL C + - vRL IC iCpico/p No genera tensión en la carga (debido a la presencia de L) ATE-UO EC amp pot 22

24 Amplificador “Clase B” con un único transistor (IV)
180º iCca iCpico(1-1/p) iCca1 iCpico/2 = Circuitos equivalentes (II) + Armónicos L RL C + - vRL iCca(wt) iRL(wt) L RL C + - vRL iCca(wt) iRL(wt) iCca1 Arm. Los armónicos se cortocircuitan por el condensador iCca1 iCpico/2 RL + - vRL iRL iCca1 (wt) = (iCpico/2)·sen(wt) vRL(wt) = RL·iRL(wt) = -RL·iCca1(wt) vRL(wt) = -RL·(iCpico/2)·sen(wt) ATE-UO EC amp pot 23

25 C L + RL - Q1 Amplificador “Clase B” con un único transistor (V) VCC
Calculamos las magnitudes eléctricas en el transistor Como vce a la componente de alterna de vCE. Entonces: vce(wt) = vRL(wt) = -RL·(iCpico/2)·sen(wt) Þ vce(wt) = -(RL /2)·iCpico·sen(wt) La corriente por el colector del transistor vale: Entre 0º y 180º: iC = iCpico·sen(wt) Entre 180º y 360º: iC = 0 Por tanto, entre 0º y 180º, se cumple: vce(wt) = -(RL /2)·iC Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC 180º iCpico ATE-UO EC amp pot 24

26 Amplificador “Clase B” con un único transistor (VI)
Entre 0º y 180º, se cumple: vce(wt) = -(RL /2)·iC Por tanto, entre 0º y 180º, se cumple: DvCE = iCpico·RL/2 Rectas de carga, punto de trabajo (estático) y excursión del punto de trabajo Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL VCC Recta de carga en continua vCE iC IB Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL 180º t iCpico t DvCE Punto de trabajo iC 180º iCpico ATE-UO EC amp pot 25

27 Amplificador “Clase B” con un único transistor (VII)
Cálculo del rendimiento máximo posible DvCE = iCpico·RL/2 vCE iC IB VCC Recta de carga en continua Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL t DvCE 180º iCpico Punto de trabajo iCpico/p PRF = (DvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL)2/(8·RL) PCC = VCC·iCpico/p = PRF/PCC = iCpico·RL·p/(8·VCC) El máximo valor de iCpico es iCpico max = 2·VCC/RL y por tanto: hmax = p/4 = 78,5% ¡Ha mejorado notablemente! ATE-UO EC amp pot 26

28 Amplificador “Clase B” con un único transistor (VIII)
Situación con la máxima señal que se puede manejar hmax = p/4 = 78,5% 2·VCC/RL vCE iC IB VCC Recta de carga en continua 2·VCC 180º t t ATE-UO EC amp pot 27

29 Amplificador “Clase B” con un único transistor (IX)
Cálculo de la potencia máxima disipada en el transistor, PTr iCpico/p vCE iC IB VCC Recta de carga en continua 2·VCC/RL 180º t iCpico PRF = (iCpico·RL)2/(8·RL) PCC = VCC·iCpico/p PTr = PCC - PRF Þ PTr = VCC·iCpico/p - (iCpico·RL)2/(8·RL) PTr tiene un máximo en: iCpico PTmax = 4·VCC/(p·RL) Nótese que: iCpico PTmax < iCpico max = 2·VCC/RL (el máximo está dentro del intervalo de valores posibles de iCpico) Por tanto, la potencia máxima disipada en el transistor es: PTrmax = 2·VCC2/(p2·RL) Como la potencia máxima de RF es: PRF max = (iCpico max·RL)2/(8·RL) Þ PRF max = VCC2/(2·RL) Entonces: PTrmax = 4·PRF max/p2 = 0,405·PRF max ATE-UO EC amp pot 28

30 Amplificador “Clase B” con un único transistor (X)
Con transistores reales (no idealizados) VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pendiente -2/RL t vCE sat VCC-vCE sat 2·(VCC-vCE sat)/RL 180º t PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·RL) PCC = VCC·2·(VCC-vCE sat)/(p·RL) h = p·(VCC-vCE sat)/(4·VCC) Þ h = 0,785·(VCC-vCE sat)/VCC ATE-UO EC amp pot 29

31 Amplificador “Clase B” con un único transistor (XI)
vp vm vce(wmt, wpt) DvCE(wmt) (envolvente) Señal modulada en amplitud vCE iC IB VCC Recta de carga en continua Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL Punto de trabajo DvCE(wmt) = vp[1 + m·sen(wmt)] m = vm/vp PRF = [DvCE(wmt)]2/(2·RL) PCC = VCC·iCpico(wmt)/p DvCE(wmt) = iCpico(wmt)·RL/2 Þ PCC = VCC·2·DvCE(wmt)/(p·RL) h = PRF/PCC = p·DvCE(wmt)/(4·VCC) h = 0,785·vp[1 + m·sen(wmt)]/VCC hmed = 0,785·vp/VCC hmed max Þ vp = VCC/2 Þ hmed max = 39,26% t DvCEmax(wmt) iCpico(wmt) ATE-UO EC amp pot 30

32 + Q1 + RL - Q2 Amplificador “Clase B” con dos transistores (I) iC1 iRL
Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (I) Polarización RL’ = RL/n2 Q1 VCC + - vRL RL iC1 iRL 1:1:n iC2 vCE1 vCE2 Q2 Rg + ATE-UO EC amp pot 31

33 Q1 + - RL Q2 Amplificador “Clase B” con dos transistores (II) iB1 iRL
Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (II) iRL iB1 180º Q1 VCC iC1 iC2 + - vCE1 vCE2 Q2 vRL RL iRL 1:1:n iB1 iB2 iC1 180º iC2 180º iB2 180º ATE-UO EC amp pot 32

34 Amplificador “Clase B” con dos transistores (III)
Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (III) VCC vCE1 iC1 IB1 VCC/RL’ Recta de carga en continua Pendiente -1/RL’ t iCpico Punto de trabajo IB1 iC2 vCE2 VCC/RL’ t iCpico ATE-UO EC amp pot 33

35 Amplificador “Clase B” con dos transistores (IV)
Cálculo del rendimiento máximo posible PRF = iCpico2·RL’/2 PCC = 2·VCC·iCpico/p h = iCpico·RL’·p/(4·VCC) Þ = 0,785·iCpico·RL’/VCC Como: iCpico max = VCC/RL’, entonces: hmax = p/4 = 78,5% Como en el caso de un transistor ATE-UO EC amp pot 34

36 Amplificador “Clase B” con dos transistores (V)
Situación con la máxima señal que se puede manejar VCC vCE1 iC1 IB1 Recta de carga en continua iC2 vCE2 Punto de trabajo VCC/RL’ t hmax = 78,5% VCC/RL’ t ATE-UO EC amp pot 35

37 Por comodidad, calculamos la “Transresistencia” DvRL/DiB
Ganancia de los amplificadores “Clase A” con bobina, “Clase B” con un transistor y “Clase B” con dos transistores Clase A Por comodidad, calculamos la “Transresistencia” DvRL/DiB En todos los casos: DvRL= VCC, DiB = DiC/b Clase B, 2 Trans. DvRL/DiB = RL·b Clase B, 1 Trans. DvRL/DiB = RL·b/2 DvRL/DiB = RL’·n·b ATE-UO EC amp pot 36

38 Comparación entre amplificadores “Clase A”, “Clase B” con un transistor y “Clase B” con dos transistores Amplificador Rendimiento máximo Ganancia de tensión Impedancia de entrada iCmax Banda Clase A 50% RL·b/rBE Lineal 2·VCC/RL Ancha Clase B, 1 transistor 78,5% RL·b/(2·rBE) No lineal Estrecha 2 transistores RL’·n·b/rBE VCC/RL’ rBE = resistencia dinámica de la unión base-emisor RL’ = RL/n2 ATE-UO EC amp pot 37

39 Circuitos de polarización en clases A y B
LCH C P A la base del transistor +VCC A la base del transistor +VCC Polarización Sobra en el caso del Push-Pull iB VBE Clase A Clase B ATE-UO EC amp pot 38

40 + C L + RL - Q1 Amplificadores Clase C (I) VCC iC iRL vRL vCE iC
¿Se puede el rendimiento máximo teórico mayor que el 78,5%? ¿Qué hay que sacrificar? Circuito básico Circuito resonante Rg + Polarización Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC < 180º ATE-UO EC amp pot 39

41 + vg Rg VB - vg fC Amplificadores Clase C (II) iC iB VB+vgBE vCE vBE
¿Cómo conseguir un ángulo de conducción menor de 180º ? Rg + - vCE iC vg VB vBE iB t vg fC VB+vgBE vgBE rBE iB Relaciones entre variables: vg = Vg pico·sen(wt) iB = Rg+rBE Vg pico·sen(wt) – (VB + vgBE) Si (p-fC)/2 < wt < (p+fC)/2, iB = 0 Si wt < (p-fC)/2 o wt > (p+fC)/2, ATE-UO EC amp pot 40

42 Amplificadores Clase C (III)
Realización física Rg + - vCE iC vg VB vBE iB RB CB vgBE rBE Como vg = Rg·iB + VB + vgBE + rBE·iB Þ Pequeña ganancia, ya que parte de vg se pierde para generar VB ATE-UO EC amp pot 41

43 Amplificadores Clase C (IV)
Cálculos (I) Si (p-fC)/2 < wt < (p+fC)/2, entonces: iB = Rg+rBE Vg pico·sen(wt) – (VB + vgBE) Haciendo iB = 0, se obtiene: fC = 2·arcos[(VB + vgBE)/Vg pico] Y por consiguiente: iB = [sen(wt) – cos(fC/2)]· Vg pico/(Rg+rBE) Por tanto, en (p-fC)/2 < wt < (p+fC)/2, ic vale: iC = [sen(wt) – cos(fC/2)]·b·Vg pico/(Rg+rBE) El valor de pico de ic vale: iCpico = [1 – cos(fC/2)]·b·Vg pico/(Rg+rBE) Es decir: iC fc iCpico iC = iCpico· 1 – cos(fC/2) sen(wt) – cos(fC/2) ATE-UO EC amp pot 42

44 Amplificadores Clase C (V)
Cálculos (II) iC = iCpico· 1 – cos(fC/2) sen(wt) – cos(fC/2) IC = · 1 – cos(fC/2) sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2) iCpico p Componente de continua: fC– senfC iCpico iCca1(wt) = · ·sen(wt) 1 – cos(fC/2) 2p Primer armónico: Resto de armónicos IC iCca1 iC L RL C + - vRL Arm. El resto de armónicos se cortocircuitan por el condensador ATE-UO EC amp pot 43

45 Amplificadores Clase C (VI) Circuito equivalente de alterna
Cálculos (III) Circuito equivalente de alterna iCca1(wt) RL + - vRL fC– senfC iCpico iCca1(wt) = · ·sen(wt) 1 – cos(fC/2) 2p iCca1(wt) t Por tanto: vRL(wt) = -RL·iCca1(wt) vce(wt) = vRL(wt) = -RL·iCca1(wt) vce = -RL· sen(wt) 1 – cos(fC/2) fC– senfC iCpico 2p Es decir: vce = · iCpico·sen(wt) 1 – cos(fC/2) fC– senfC RL 2p RL’ DvCE RL’ = · 1 – cos(fC/2) fC– senfC RL 2p siendo: vce = - RL’·iCpico·sen(wt) = - DvCE·sen(wt) ATE-UO EC amp pot 44

46 Amplificadores Clase C (VII) Cálculo del rendimiento
Cálculos (IV) Cálculo del rendimiento RL’ = · 1 – cos(fC/2) fC– senfC RL 2p siendo: PRF = (DvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL’)2/(2·RL) IC = p·[1 – cos(fC/2)] sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2) ·iCpico siendo: PCC = VCC·IC 4·VCC·[sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2)] iCpico·RL’·[fC– senfC] h = PRF/PCC = h = PRF/PCC Þ Luego h crece con iCpico. Calculamos el valor máximo: iCpico max = DvCE_max/RL’ = VCC/RL’ 4·[sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2)] [fC– senfC] hmax = ATE-UO EC amp pot 45

47 Amplificadores Clase C (VIII)
Cálculos (V) Representación gráfica de hmax IC iC vCE IB t DvCE VCC fC iCpico max p-fC 2 vCE0 Pend. -1/RL’ 2·VCC Rectas de carga y magnitudes eléctricas con la máxima señal que se puede manejar Clase C (ejempl.) Clase B Clase A 4·VCC·[sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2)] (VCC - vCE sat)·[fC– senfC] hmax real = Rendimiento máximo real: ATE-UO EC amp pot 46

48 Amplificadores Clase C (IX) Resumen de características:
Linealidad: Baja Rendimiento máximo: Alto, % (ideal) Ganancia: Baja Impedancia de entrada: Muy no lineal Corriente de colector: Picos altos y estrechos Ancho de banda: Pequeño ATE-UO EC amp pot 47

49 El transistor trabaja “casi” en conmutación
Amplificadores Clase C con pulsos de conducción muy estrechos (I) El transistor trabaja “casi” en conmutación Circuito resonante L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC L RL C + - vRL VCC El circuito resonante resuena libremente y repone la energía que transfiere a la carga en los periodos de conducción del transistor El valor de pico de la tensión de salida es aproximadamente el valor de la tensión de alimentación: vRL = VCC·sen(wt) El rendimiento es bastante alto iC ATE-UO EC amp pot 48

50 Amplificador de potencia de BF
Amplificadores Clase C con pulsos de conducción muy estrechos (II) Modulador de amplitud VCC’ = VCC+vtr Q1 L VCC + - vCE RL iC C VCC’ vRL Amplificador de potencia de BF vtr vtr vCC’ vCC iC vRL ATE-UO EC amp pot 49

51 Amplificadores Clase D (I) Son amplificadores conmutados
+ - vRL D1 RL L C +VCC iC2 D2 Q1 Q2 iC1 iD2 iD1 A vA iL VCC/2 Circuito básico iL vRL vA VCC/2 -VCC/2 ATE-UO EC amp pot 50

52 Amplificadores Clase D (II)
Análisis vRL DvRL vA VCC/2 -VCC/2 = + Armónicos L + - vRL D1 RL C +VCC iC2 D2 Q1 Q2 iC1 iD2 iD1 A vA iL VCC/2 DvRL = (VCC/2)·4/p = 2·VCC/p Luego la tensión de salida es proporcional a la alimentación Þ Puede usarse como modulador de amplitud Menor frecuencia de operación debido a que los transistores trabajan en conmutación ATE-UO EC amp pot 51

53 Amplificadores Clase D y amplificadores Clase E (I)
vA iL vA iL Clase D Clase E vA iL iC1 Conmutación forzada en los diodos: salen de conducción cuando entran los transistores en conducción iC1 iD1 iC2 iC2 C1 iD2 C2 Conmutación natural en los diodos: salen de conducción cuando se invierte la corriente por resonancia ATE-UO EC amp pot 52

54 Ejemplo de esquema real de amplificador de potencia (obtenidos del ARRL Handbook 2001)
Amplificador lineal Clase B en Push-Pull Push-Pull Filtro pasa-bajos Polarización ATE-UO EC amp pot 53

55 Amplificador de potencia de RF
El amplificador de potencia de RF del Iler 40 (I) Amplificador de potencia de RF Esta formado por 3 etapas ATE-UO EC amp pot 54

56 El amplificador de potencia de RF del Iler 40 (II)
Etapa en Clase A (polarización automática) Realimentación Circuito doblemente sintonizado a 7 MHz Etapa en Clase B Trafo Autotrafo Etapa en Clase A (polarización automática) Realimentación Filtro pasabajos de 7 MHz Realimentación Realimentación Realimentación Polarización en Clase B Entrada ATE-UO EC amp pot 55