Fundamentos de Control

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1 Fundamentos de Control
Realimentado Clase Versión Autor: Mario A. Jordán NOTA: Esta Copia de Power-Point es para uso exclusivo del Alumnado de FCR, 2do. Cuatrimestre Contiene los conceptos fundamentales en el marco de la Bibliografía disponible y es una contribución didáctica para el Curso. Esta versión está sujeta a futuras mejoras y extensiones. Este es un Power Point Show realizado en Power Point Professional Plus 2007

2 Respuesta Frecuencial en el Diseño de Sistemas de Control
2 Respuesta Frecuencial en el Diseño de Sistemas de Control Contenido: Métodos de Respuesta en Frecuencia (RF) Relación de polos y ceros con Magnitud y Fase de la RF Diagramas de Bode Propiedades de Estado Estacionario Estabilidad Marginal

3 Contenido La Respuesta Frecuencial de un Sistema Dinámico alude a
su comportamiento en estado estacionario para entradas senoidales de distintas frecuencias puras. La Respuesta Frecuencial de un Sistema de Control puede estudiarse mediante varios métodos: Diagramas de Bode (Magnitud y Fase vs. frecuencia) Diagrama de Nyquist Carta de Nichols Ploteo de la curva inversa de Nyquist

4 Respuesta de un Sistema Dinámico a una senoide
4 Respuesta de un Sistema Dinámico a una senoide 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 tiempo -2 3 1 -1 Las frecuencias de la salida y entrada son las mismas y(t) = a1 e-2 t + a2 e-2 t + + |0| sen( t + (0)) Realizamos el siguiente experimento: a) Se excita una planta dinámica LTI con una señal senoidal de amplitud 1 y frecuencia  b) Se observa su salida un periodo largo de tiempo Existe desfasaje entre u e y Transitorio Cambio de amplitud entre u e y Estado permanente u(t)=sen(t) y(t’)=|0| sen( t’ +)

5 Fundamento de los Métodos de RF
5 Fundamento de los Métodos de RF Sea el sistema dinámico estable con entrada/salida: Y(s) = G(s) U(s) Contémplese una entrada: u(t) = A sen (w0t) 1(t) donde: U(s)= Aw0 s2+w02 G(s)= sn+ b1sn-1+ …+bm sm+ a1sm-1+ …+an y Si Y(s) se decompone en fracciones parciales: Y(s)= a1 s-p1 + a2 s-p2 + …+ an s-pn a0 s+jw0 a0* s-jw0 y se anti-transforma en Laplace, se encuentra la respuesta temporal: y(t) = [a1 e p1t + a2 e p2t + …+ an e pnt + 2 |a0| sen (w0 t+f)] 1(t)

6 Fundamento de los Métodos de RF
6 Fundamento de los Métodos de RF De manera general se tiene que la relación de amplitudes 2|a0|/A y la fase f o desfasaje de la salida respecto a la entrada en estado permanente, para toda frecuencia 0 desde cero a infinito, responden a: M = G(jw0) = |G(s)| s=jw0 (Re(G(jw0)))2 + (Im(G(jw0)))2 f = tan-1 Im(G(jw0)) Re(G(jw0)) = G(jw0) En forma polar: G(jw0) = M e jf donde G(jw) es la Función de Transferencia Frecuencial en estado permanente y es la base para la construcción de todos los métodos en el dominio frecuencial para sistemas lineales invariantes en el tiempo.

7 Ventajas de los Métodos de RF
7 Ventajas de los Métodos de RF El diseño de un SC basado en RF permite realizar: diseños de SC con compensación dinámica de manera muy sencilla y transparente, compensaciones por realimentación para mitigar el efecto de incertidumbres, la identificación de un sistema dinámico en forma sencilla a través de respuestas a entradas sinusoidales de distinta frecuencia. Para cada frecuencia del experimento se mide la relación de amplitudes entre la salida y la entrada, y el desfasaje entre la entrada y la salida. Con esta información se construye G(j) identificando sus polos y ceros fácilmente, El análisis y diseño de sistemas dinámicos con retardos puros es más eficiente a diferencia de los métodos vistos anteriormente.

8 Diagrama de Bode 8 Ganancia G(jw) 10 MdB/20 MdB = 20 log10 (M) M =
FCR Mario Jordán Diagrama de Bode Ganancia El Diagrama de Bode es la representación de la ganancia M(jw) y de la fase f (jw) en función de la frecuencia w. La frecuencia w se representa en la abscisa en escala logarítmica. La ganancia M(jw) se representa en ordenadas generalmente en una escala en decibeles (dB) o decibelios definidos como: Por un lado la simplicidad de tratar con términos en lugar de factores: K (jw-z1) (jw-z2) … (jw-zm) (jw-p1) (jw-p2) (jw-p3) … (jw-pn) log10 |G(jw)| = log10 MdB = 20 log10 (M) Por qué? ? donde el valor MdB en ordenadas se corresponde con M en escala lineal a través de la relación inversa: = log10 |K| +  log10 |jw -zi| -  log10 |jw -pi| Por otro lado en Electrónica se define una ganancia entre potencias en un circuito en un misma impedancia Z0, en donde si P1/P2=10=10 dB M = G(jw) 10 MdB/20 = Ejemplo: 40dB = 20 log10 (102), es decir: M=100 MdB = 10 log10 (P2/P1) = 10 log10 (V22 / Z0 V12 / Z0) = 10 log10 (V2/ V1) 2 = 20 log10 (V2 / V1) Otro ejemplo: -20dB= 20log10 (10-1), es decir: M=0.1

9 Diagrama de Bode 9 Ganancia
Sea una FT G(jw), la cual se puede factorear en factores simples: G(jw) = K (jw-z1) (jw-z2) … (jw-zm) (jw-p1) (jw-p2) (jw-p3) … (jw-pn) Luego, en escala lineal: M(jw) = = K w2+z12 w2+z22 … w2+zm2 w2+p12 w2+p22 … w2+pn2 |K| |jw-z1| |jw-z2| … |jw –zm| |jw-p1| |jw-p2| |jw-p3) … |jw –pn| y en escala logarítmica en dB: K (jw-z1) (jw-z2) … (jw-zm) (jw-p1) (jw-p2) (jw-p3) … (jw-pn) M(j) (dB) =20 log10 =20 log10 |K| +  log10 |jw –zi | -  20 log10 |jw –pi | m i=1 n

10 Diagrama de Bode f (jw) = i=1 - i=1 f (jw) = i=1  - i=1 10 Fase
FCR Mario Jordán Diagrama de Bode Fase f = tan-1 Im(G(jw)) Re(G(jw)) = G(jw) Sabemos que la fase f (jw) es: Sea la misma FT G(jw) del caso anterior: G(jw) = K (jw-z1) (jw-z2) … (jw-zm) (jw-p1) (jw-p2) (jw-p3) … (jw-pn) Luego: f (jw) = i= i=1 m n (jw - zi ) (jw - pi ) o también: f (jw) = i=1  i=1 m n tan-1(w /-zi ) tan-1 (w /-pi )

11 Diagrama de Bode f f f f f f 11 Reglas para calcular la Fase w w w w w
FCR Mario Jordán Reglas para calcular la Fase Ejemplo 1) Si consideramos el factor (jw –zi ) y zi =-2, entonces vale: s jw f 2 w Cero estable (jw +2) = tan-1 (w/2) Si w varía de 0 a : f 0o w 0+ Re 2 Im 0+ f 90o w + Re 2 Im + Ejemplo 2) Si consideramos el factor 1/(jw -pi) y pi=-3, entonces vale: (jw +3) = -tan-1 (w/3) - Polo estable Si w varía de 0 a : s jw f 3 w f 0o w 0+ Re 3 Im 0 - f -90o w + Re 3 Im - Ejemplo 3) Si consideramos el factor (jw -zi) y zi=4, entonces vale: jw s f -4 w Cero inestable (jw - 4) = tan-1 (w /-4) Si w varía de 0 a : f +180o w 0+ Re -4 Im 0+ f +90o w + Re -4 Im +

12 Diagrama de Bode f f f f f f 12
FCR Mario Jordán Reglas para calcular la Fase (continuación de ejemplos) Ejemplo 4) Si contemplamos el factor 1/(jw-pi) y pi=2, entonces vale: jw s f -2 w Polo inestable (jw -2) = -tan-1 (w /-2) Si w varía de 0 a : f -180o w 0+ Re -2 Im 0+ f -90o w + Re -2 Im + Ejemplo 5) Si contemplamos el factor (jw), entonces vale: s jw w Derivador (jw) = tan-1 (w/0) Si w varía de 0 a : f 90o w 0+ Re Im f 90o w + Re Im + Ejemplo 6) Si contemplamos el factor 1/(jw), entonces vale: s jw w (jw) = -tan-1 (w/0) - Integrador Si w varía de 0 a : f -90o w 0+ Re Im f -90o w + Re Im -

13 13 Diagrama de Bode FCR Mario Jordán Reglas para calcular la Fase (continuación de ejemplos) Ejemplo 7) Analicemos una constante real positiva c, entonces vale: s jw f c w Ganancia positiva c = tan-1 (0 / c) Si w varía de 0 a : f 0o w 0+ Re c Im f 0o w + Re c Im Ejemplo 8) Analicemos una constante real negativa -c, entonces vale: Ganancia negativa -c = tan -1 (0 /-c) Si w varía de 0 a : f 180o jw s f -c w w 0+ Re -c Im f 180o w + Re -c Im

14 Módulo y Fase: 2 polos complejos conjugados
14 Módulo y Fase: 2 polos complejos conjugados Analicemos una planta sub-amortiguada de segundo orden: Módulo: Fase: jw s wn2 f- 2wn2

15 Lecturas sobre el Diagrama de Bode
15 Lecturas sobre el Diagrama de Bode G (s)= 1 s2+s+1 Sea la planta: u(t)=2sen(10t), cuál es la salida? y su diagrama de Bode. Sea una entrada: -80 -60 -40 -20 20 10 -2 -1 1 2 -180o -135o -90o -45o 0o Ganancia (dB) Fase (Grados) G(jw)=10 dB/20 para w=10 rad/s G(j10) =0.01 =wn y(t)=10 -40dB/20 2 sen(10 t -  1740/1800 ) =0.02 sen(10t -3.03) -174o =wn w

16 Diagramas de Bode 16 Caso Particular: Igual magnitud, distinta fase
FCR Mario Jordán Diagramas de Bode Caso Particular: Igual magnitud, distinta fase Sean las funciones de transferencia: G0, G1, G2 y G3 G0(s)= 6s+3 (s+1) (s+3) G1(s)= 6s-3 (s+1) (s+3) FM FNM G2(s)= -(6s+3) (s+1) (s+3) G3(s)= -(6s-3) (s+1) (s+3) FM + K<0 FNM + K<0 y sus Funciones de Transferencia Frecuencial son: G0(jw)= 3+6jw (1+jw) (3+jw) G1(jw)= -3+6jw (1+jw) (3+jw) G2(jw)= -(3+6jw) (1+jw) (3+jw) G3(jw)= -(-3+6jw) (1+jw) (3+jw)

17 Diagramas de Bode 17 Caso Particular: Igual magnitud, distinta fase
FCR Mario Jordán Diagramas de Bode Caso Particular: Igual magnitud, distinta fase Las ganancias M de: G0, G1, G2 y G3 son: M0(w)= 32+62w2 (1+w2) (32+w2) G0(jw)= 3+6jw (1+jw) (3+jw) FM M1(w)= 32+62w2 (1+w2) (32+w2) G1(jw)= -3+6jw (1+jw) (3+jw) FNM G2(jw)= -(3+6jw) (1+jw) (3+jw) M2(w)= 32+62w2 (1+w2) (32+w2) FM + K<0 M3(w)= 32+62w2 (1+w2) (32+w2) G3(jw)= -(-3+6jw) (1+jw) (3+jw) FNM + K<0

18 Diagramas de Bode 18 f0 (w) = tan-1 f1 (w) = tan-1 f2 (w) =180 + tan-1
FCR Mario Jordán Diagramas de Bode Caso Particular: Igual magnitud, distinta fase Y sus fases son: G0(jw)= 3+6jw (1+jw) (3+jw) FM f0 (w) = tan-1 6w 3 - tan-1 w 1 G1(jw)= -3+6jw (1+jw) (3+jw) FNM f1 (w) = tan-1 6w -3 - tan-1 w 1 3 G2(jw)= -(3+6jw) (1+jw) (3+jw) FM + K<0 f2 (w) =180 + tan-1 6w 3 - tan-1 w 1 G3(jw)= -(-3+6jw) (1+jw) (3+jw) FNM + K<0 f3 (w) =180 + tan-1 6w -3 - tan-1 w 1 3

19 Diagramas de Bode 19 Caso Particular: G0(s)= 6s+3 (s+1) (s+3) G1(s)=
Igual magnitud, distinta fase G2(s)= -(6s+3) (s+1) (s+3) G3(s)= -(6s-3) (s+1) (s+3) 10 -2 -1 1 2 -90o 0o 90o 180o 270o 360o -25 -20 -15 -10 5 Ganancia (dB) Fase (Grados) FM FNM FM + K<0 FNM + K<0 FNM + K<0 FM + K<0 FNM FM w

20 Especificaciones en la Frecuencia
20 Especificaciones en la Frecuencia Sea un sistema dinámico se llama ancho de banda hasta la frecuencia wb para la cual la atenuación de la salida representa (o sea -3 dB) Mr y wb son especificaciones en la frecuencia, análogas a tr , Mp y ts . Amplitud (dB) z = 0.01 -80 -60 -40 -20 20 40 10 -2 1 2 -1 -20 log10(2z) (dB) Pico de resonancia Mr Mr= /G(wn)/-/G(0) /=(1-2z)/2z -3 dB Ancho de banda wb 1 2z max Mr =  wb w/wn

21 Reglas para construir un Diagrama de Bode
21 FCR Mario Jordán Reglas para construir un Diagrama de Bode Sea el sistema dinámico general expresado en forma factoreada: G(jw)= (jw) (jwtj+1)… [ (s/w2)2+2z2(s/w2)+1] K (jwti+1)… [(s/w1)2+2z1(s/w1)+1] = M(w) q(w) G(jw)= K r1 ejy1 r2 ejy2 … rm ejym q1 ejf1 q2 ejf2 … qn ejfn = K r1 r2 … rm q1 q2 … qn e j(y1+…+ym - f1…-fn) q(w) La ganancia en escala logarítmica es: log10 G(w) = log10 r1 + log10 r2 + …+ log10 rm - - log10 q1 - log10 q2 - … - log10 qn o en decibeles dB: 20 log10 G(w) = 20 log10 r log10 r2 + …+ 20 log10 rm - - 20 log10 q log10 q2 - … - 20 log10 qn

22 Características de la escala logarítmica
22 Características de la escala logarítmica log10 w 10 -1 1 2 3 1 década 2x101 4x101 8x101 1 octava Nunca se marca el cero! Abscisas de frecuencia Una octava representa una duplicación de la frecuencia La escala es logarítmica. Una octava es equivalente a una duplicación de la ganancia. Ordenadas de magnitud | M(w)| 10 -1 1 2 3 1 década 2x101 4x101 8x101 1 octava Nunca se marca el cero! Ordenadas de ganancia en dB | M(w)| en dB -20 dB 0 dB 20 dB 40 dB 60 dB Nunca se marca el cero! La escala es lineal

23 Construcción de un Diagrama de Bode
23 FCR Mario Jordán Construcción de un Diagrama de Bode En cualquier Función de Transferencia Frecuencial en estado permanente se pueden distinguir 3 clases de factores ri: (jw) 1 Derivador o integrador puro (jwtj+1) 1 Cero o polo real [(jw/wn)2+2z(jw/wn)+1] 1 Cero o polo complejo conjugado Cada uno de estos factores contribuye “sumando” ganancia (en escala logarítmica o dB) a lo largo de la frecuencia w, es decir: 20 log10 G(w) = = 20 log10 | jw| + 20 log10 | jwti+1| + …+ 20 log10 |(jw/wn)2+2zi(w/wni )+1| - - 20 log10 | jw| - 20 log10 | jwtj+1| - …- 20 log10 | (jw/wnj)2+2zj(s/wnj )+1|

24 Ganancia en Constante, Integrador y Derivador
24 FCR Mario Jordán Ganancia en Constante, Integrador y Derivador 20 log10 |( jw) n| = 20 log10 w n =  20 | n| log10 w con n=0, n<0 y n>0 10 -1 1 2 3 100 0.1 0.01 40 dB 20 dB 0 dB -20 dB -40 dB log10 w -40 dB/dec -60 dB/dec -80 dB/dec 80 dB/dec 60 dB/dec 40 dB/dec -20 dB/dec 20 dB/dec DERIVADORES INTEGADORES 0 dB/dec n=0 GANANCIA CONSTANTE n=1 n=-1 n=2 n=-2 n=4 n=-4 n=3 n=-3

25 Ganancia en caso de ceros y polos múltiples
25 FCR Mario Jordán Ganancia en caso de ceros y polos múltiples 20 log10 | ( jwt+1) n| =  20 | n| log10 1+w 2t 2 con n<0 y n>0 10 -2 -1 1 2 100 0.1 0.01 40 dB 20 dB 0 dB -20 dB -40 dB log10 w n=1 80 dB/dec 60 dB/dec 40 dB/dec n=2 20 dB/dec n=3 n=4 wc= 1/t Punto de Quiebre n=-4 n=-3 n=-2 -20 dB/dec -80 dB/dec -60 dB/dec -40 dB/dec n=-1

26 Máximo error entre la Ganancia y su asíntota
26 Las distancias entre las curvas y sus asíntotas es máxima en el Punto de Quiebre. Estos errores son 3 dB en n=-1 (n=1), 6 dB en n=-2 (n=-2), 9 dB en n=-3 (n=3) y 12 dB en n=-4 (n=4). 10 -1 1 2 3 20 dB 0 dB -20 dB -40 dB -60 dB log10 w Punto de Quiebre wc= 1/t 3 6 9 12 dB -3 dB M(1/) cambia de 1 a 0.707 -6 dB M(1/) cambia de 1 a 0.5 -20 dB/dec -9 dB M(1/) cambia de 1 a 0.35 -60 dB/dec -40 dB/dec -12 dB M(1/) cambia de 1 a 0.25 -80 dB/dec

27 DB para un sistema sub-amortiguado
27 DB para un sistema sub-amortiguado Sea el sistema : G(s) = 20 log10 | [(jw/wn)2+2z(jw/wn)+1] con z variable -50 50 100 150 -100 Amplitud (dB) 10 -2 -1 1 2 Frecuencia  en rad/s z = 0 (polos imaginarios conjugados) s j  x x x Pico de resonancia x x = 1 (polos reales múltiples) -40 dB/dec  / n

28 Ganancia en polos complejos conjugados múltiples
28 FCR Mario Jordán Ganancia en polos complejos conjugados múltiples El Punto de Quiebre se encuentra en w=wn, es decir en el pico de resonancia. G(s) = 20 log10 | [(jw/wn)2+2z(jw/wn)+1]n| con n=0, n<0 y n>0 La distancia de la curva a su asíntota depende de la relación de amortiguación z. 10 -1 1 2 3 320 dB 160 dB 0 dB -160 dB -320 dB 108 104 106 -80 dB -240 dB 80 dB 240 dB log10 w 10-4 10-6 10-8 100 Punto de Quiebre wc= wn -40 dB/dec n=-8 -80 dB/dec n=-6 -120 dB/dec n=-4 -160 dB/dec n=-2

29 Fase de Constante, Integradores y Derivadores
29 FCR Mario Jordán Fase de Constante, Integradores y Derivadores q = n 90o con n=0, n<0 y n>0 10 -360 -180 180 360 1 2x10 5x10 log10 w Fase en (o) n=4 n=3 n=2 n=1 n=0 n=-1 n=-2 n=-3 n=-4

30 Fase de Ceros y polos simples y múltiples
30 FCR Mario Jordán FCR Mario Jordán Fase de Ceros y polos simples y múltiples q = n tan-1 (wt) con n<0 y n>0 Fase en (o) 10 -2 -1 1 2 log10 wt -360 -270 -180 -90 90 180 360 Punto de inflexión n=4 n=3 n=2 n=1 n=-1 n=-2 Para w =t n=-3 n=-4

31 Fase de Ceros y polos complejos simples y múltiples
31 Fase de Ceros y polos complejos simples y múltiples f = - n tan-1 wn2-w 2 2z w wn con n<0 y n>0 Fase en (o) 10 -2 -1 1 2 log10 w wn -720 -540 -360 -180 180 360 540 720 Punto de inflexión n=4 s=cte wd=cte n=3 n=2 n=1 n=-1 n=-2 Para w =wn n=-3 n=-4

32 Aproximación de fase en un punto de inflexión (polo real)
La expresión de la fase para un sistema de polo real es: f = - tan-1 ( w) w0 = 1/ Puede hallarse la pendiente exacta en el punto de inflexión de la curva de fase df /d = - 1+22 df / d = w0 =1/ -  /2  bode = - 45º - m log10 (w) d bode /d = - m / [w ln(10)] - /2 = - m / [w0 ln(10)]= - m  / ln(10) m= ln(10) /2  bode = - 45º - (ln(10) /2) [log10 (w)+log10 ()]  bode= 0º w1= 10 -(/2)/ln(10) - log10 () Para  bode= -90º w2= 10 (/2)/ln(10) - log10 () Sin embargo, un método que compense errores de la aproximación respecto a la curva de fase es más simple y más preciso que el de la pendiente. Por ej.: Una década a la izquierda de w0 1 = 0.1w0 Una década a la derecha de w0 2 = 10 w0 32

33 Pendiente de fase en el punto de inflexión (polo real)
33 Pendiente de fase en el punto de inflexión (polo real) G(j) = 1| ( jwt+1) f = - tan-1 (wt) Planta: 10 1 2 -90o -45o 0o -1 -2 Método de la línea tangente Método de las décadas 1/t = 0.4 1/t = 0.1 1/t = 0.4

34 Pendiente de fase en un punto de inflexión (polos CC)
34 Pendiente de fase en un punto de inflexión (polos CC) La expresión de la fase para un sistema de polos complejos conjugados es: 1-x 2 2z x 1+ 2 df/dx = - n (1-x 2)2 2z (1+ x2) f = - n tan-1 1-x 2 2z x df/d = = df/dx dx/d = df/dx 1/n con x=w/wn y n=1,2,3,4… df/d = x=w/wn =1 - n / n que está en escala lineal . Para trasladar el resultado a escala logarítmica y haciendo n=1, se define una recta:  bode = - 90º + m log10 (w/wn) df bode /d = m / [w ln(10)] - 1 /n = m / [wn ln(10)] m = - ln(10) /   bode = - 90º - (1/ ) ln(10) log10 (w/wn) Finalmente la recta tangente es: la cual corta por arriba a 0o la recta tangente en: 1 = wn (1/5) y corta bajo a -180o en: 2= wn (5)

35 Pendiente de fase en el punto de inflexión (polos CC)
35 Pendiente de fase en el punto de inflexión (polos CC) Frecuencias de cruce de la recta tangente: 1 = wn (1/5) y 2= wn (5) 1 0o -160o -80o -60o -40o -20o -140o -120o -100o -180o 10-1 100 101 2

36 Pendiente de fase en el punto de inflexión (polos CC)
36 Pendiente de fase en el punto de inflexión (polos CC) Otro método compensa los errores de área: 1 = wn log10 ( 2/ ) y 2 = wn / log10 ( 2/ ) 1 0o -160o -80o -60o -40o -20o -140o -120o -100o -180o 10-1 100 101 2

37 Diagramas de Bode en Sistema de Retardo Puro
37 Diagramas de Bode en Sistema de Retardo Puro KG=Ke-jTd Ganancia: /G(jw)/= 1 = 0 db Fase: q = -wTd 10 -2 -1 1 2 3 -40 -20 20 40 60 -0 -360 -270 -180 -90 Magnitud (dB) Fase(grados) Frecuencia (rad/s) K -wTd (escala lineal) Td Td

38 Conclusiones sobre la Ganancia en un dB
38 Conclusiones sobre la Ganancia en un dB El grado relativo (n-m) determina la asíntota para frecuencias altas. Ejemplo 1) Para n=3 y m=1, la curva de ganancia del dB cae con una velocidad igual a -40 dB/dec asintóticamente para w. Ejemplo 2) Un PID tiene n-m=-1 lo que significa que la curva de ganancia crece con una velocidad igual a 20 dB/dec asintóticamente para w. Si el sistema tiene al menos un polo en el origen, la curva de ganancia comienza en w=0 desde  dB y decrece con una velocidad igual a -20 dB/dec para w creciente (para el caso de un integrador simple). Si el sistema tiene al menos un cero en el origen, la curva de ganancia comienza en w=0 desde - dB y crece con una velocidad igual a 20 dB/dec para w creciente (para el caso de un derivador simple). La curva de ganancia se aleja de las asíntotas alrededor de la fre- cuencia de quiebre y se acerca a éstas en ambos extremos.

39 Conclusiones sobre la Fase en un DB
39 Conclusiones sobre la Fase en un DB La contribución de fase de una ganancia constante positiva es de 0º La contribución de fase de una ganancia constante negativa es de 180º La contribución de fase de un integrador en la frecuencia es constante e Igual a -90º La contribución de fase de un derivador en la frecuencia es constante e Igual a +90º La contribución de fase en la frecuencia de un polo estable va desde 0o a -90º La contribución de fase en la frecuencia de un cero estable va desde 0o a +90º La contribución de fase en la frecuencia de un polo inestable va desde -180 a -90º La contribución de fase en la frecuencia de un cero inestable va desde +180 a +90º Si KDG se factoriza en polos y ceros, las fases de cada factor se suman empleando adecuadamente una combinación de los anteriores casos.

40 Construcción de un DB para un FT
40 Construcción de un DB para un FT u(t)=A sen(wt) y(t)=A M sen(w t+) G1(jw) G2(jw) G3(jw) M(w) = M1(w) M2(w) M3(w) M(w) (dB) = M1(w) (dB) + M2(w) (dB) + M3(w) (dB) M(w) (log10) = M1(w) (log10) + M2(w) (log10) + M3(w) (log10) q(w) (o) = q1(w) (o) + q2(w) (o) + q3(w) (o) Si elegimos las escalas logarítmicas o dB, es muy fácil construir el DB sumando asíntotas en lugar de sumar curvas.

41 Ejemplo de Diagramas de Bode
41 Ejemplo de Diagramas de Bode Sea: G(s)= 2000(s+0.5) s(s+10)(s+50) Para w muy pequeñas G(jw)=2/jw y por lo tanto para w=1 se tiene | G|=2=6 dB. s(s/10+1)(s/50+1) = 2(s/0.5+1) 2(jw/0.5+1) jw(jw/10+1)(jw/50+1) G(jw)= 10 -2 -1 1 2 3 4 -100 -60 -80 40 20 -20 -40 dB pendiente 0 -20 dB/dec 0 dB/dec pendiente -1 pendiente -1 6 -20 dB/dec -40 dB/dec pendiente -2 0.5 10 50

42 Sigue ejemplo de Diagrama de Bode
42 FCR Mario Jordán Sigue ejemplo de Diagrama de Bode 2(jw/0.5+1) G(jw)= jw(jw/10+1)(jw/50+1) -180 -135 -90 -45 10 -2 -1 1 2 3 4 Fase en grados Cero dominante: Lleva de -90 a 0° Primer polo: Lleva de 0° a -90° Integrador: comienza en -90° Segundo polo: Lleva de -90° a -180° 0.5 10 50

43 Otro ejemplo de Diagramas de Bode
43 Otro ejemplo de Diagramas de Bode Sea: KG(s)= 10/4 s(s2/4+2(0.1)s/2+1) 10/4 jw ((jw)2/4+2(0.1)(jw)/2+1) G(jw)= Para w muy pequeñas G(jw)=2.5/jw y por lo tanto para w=1 se tiene | G|=2.5=8dB -100 -80 -60 -40 -20 20 40 10 -1 1 2 -270 -225 -180 -135 -90 Fase en grados Ganancia en dB 1 -20 dB/dec pendiente= -1 -60 dB/dec pendiente= -3 2 Integrador Comienza en -90° Método de la pendiente Método de compensación de errores 1=wn(1/5) =2 (1/5)0.1=1.70 2=wn(5) =2 (5)0.1=2.34 1=wn log10 ( 2/ ) = 1.30 2=wn / log10 ( 2/ ) = 3.07 Polo complejo Lleva de -90° a -270° wn=2

44 Ejemplo: Satélite flexible
44 Ejemplo: Satélite flexible Sea: KG(s)= 0.01(s2+0.01s+1) s2(s2/4+0.02s/2+1) 0.01 ((jw)2+0.01(jw) +1) (jw)2 ((jw)2/4+0.02(jw)/2+1) G(jw)= Para w muy pequeñas G(jw)=0.01/(jw)2 y por lo tanto para w=1 se tiene | G|=0.01 Como  es muy chico (=0.01), no se calculan 1 y 2, pero sí Mr =1/2 = 50 -80 -60 -40 -20 20 10 -1 1 -180 -135 -90 -45 Fase en grados Ganancia en dB -40 dB/dec n=-2 Mr = 20 log10 (1/2)=33 dB 0 dB/dec n=0 -40 dB/dec n=-2 El polo de 2do orden atrasa la fase hacia -180° El cero dominante de 2do orden adelanta la fase hacia 0° Comienza en -180° 2 1

45 Ejemplo de Sistemas de Fase Mínima y No-Mínima
45 FCR Mario Jordán Ejemplo de Sistemas de Fase Mínima y No-Mínima G1(s)= 100 (s+1) s+10 y G2(s)= 100 (s-1) s+10 10 (jw +1) jw /10 +1 G1(jw)= 10 (jw -1) jw /10 +1 y G2(jw)= 4 8 12 16 20 10 -2 -1 1 2 3 45 90 135 180 Fase en grados Ganancia en dB 1 10 0 dB/dec n=0 +20 dB/dec n=1 Comienza en 0 dB=1 con 0 dB/dec n=0 El cero inestable arranca la fase desde 180° y la dirige a 90º El polo simple atrasa la fase hacia 0° El cero dominante adelanta la fase hacia 90° El polo simple termina de dirigir la fase desde 90º hacia 0° Comienza fase en 0°

46 Propiedades de Estado Estacionario
46 Propiedades de Estado Estacionario Para una entrada escalón, un sistema dinámico es de tipo cero si: s 1 1+D(s)G(s) = 1+D(0)G(0) 1+Kp  0 y < (>- ) e () = lim ess= s 0 Para una entrada rampa, un sistema dinámico es de tipo uno si: e () = lim s s 0 1 1+D(s)G(s) s2 = Kv  0 y < (>- ) ess= Para una entrada rampa, un sistema dinámico es de tipo dos si: s s 0 1 1+D(s)G(s) s3 = Ka  0 y < (>- ) e () = lim ess= Kp = lim DG(s), tipo 0 con Kp : cte de error de posición s 0 Kv = lim s DG(s), tipo 1 con Kv : cte de error de velocidad s 0 Ka = lim s2 DG(s), tipo 2 con Ka : cte de error de aceleración s 0

47 Cómputo de Kp en Sistemas de Tipo 0
47 FCR Mario Jordán Cómputo de Kp en Sistemas de Tipo 0 DG(s)= 10 (s+1)(s+10) (jw+1) (jw/10 +1) 1 DG(jw)= Kp = lim DG(jw) = 0 dB = 1 w ess = lim 1/(1+DG(jw))=1/(1+Kp)=0.5 w -100 -80 -60 -40 -20 10 -2 -1 1 2 3 -180 -135 -90 -45 Fase en grados Ganancia en dB -20 dB/dec n=-1 Comienza en 0 dB=1 con 0 dB/dec n=0 -40 dB/dec n=-2 Comienza fase en 0° El polo dominante atrasa fase hacia -90° El polo rápido atrasa la fase hacia -180°

48 Cómputo de Kv en Sistemas de Tipo 1
48 FCR Mario Jordán Cómputo de Kv en Sistemas de Tipo 1 Kv = lim w | G(jw)|  0.01 | G(0.01)| dB = 60 dB =1000 w G(s)= 10 s(s+1) G(jw)= 10 jw (jw+1) Es decir, se acepta w = 0.01 0 para computar el límite Fase en grados Ganancia en dB -40 -20 20 40 60 80 10 -2 -1 100 1 2 -180 -150 -120 -90 Comienza en  y baja con -20 dB/dec n=-1 1 -40 dB/dec n=-2 Comienza fase en -90° El integrador atrasa la fase de forma constante en -90° El polo simple atrasa la fase desde -90 hacia -180°

49 Estabilidad marginal (o neutra)
49 FCR Mario Jordán Estabilidad marginal (o neutra) La estabilidad en Lugar de las Raíces se refleja de la siguiente manera: Si para un K=K *, s satisface s = jw*, entonces resulta que: la condición de estabilidad en Lugar de las Raíces está dada por: K * L(jw* )= -1 y se cumple: L(jw*) = 180° Ahora, si K<K* esto implica que | K L(jw*)| <1, es decir: el SC es estable (esto es cierto en la mayoría de los sistemas de control) Por el contrario si K>K* esto implica que | K L(jw*)| >1, es decir: el SC es inestable. Claramente para K=K* esto implica que el SC es marginalmente estable.

50 Ejemplificación de Estabilidad marginal
50 FCR Mario Jordán Ejemplificación de Estabilidad marginal Sea el sistema de Control: DG(s) = K G(s)= K (s)(s+1)2 Para K=K *=2 dos de las tres ramas del LR de L(s)=G cruzan el eje imaginario para w* =1 rad/s. Veamos esto en detalle.

51 Ejemplificación de Estabilidad marginal
51 FCR Mario Jordán Ejemplificación de Estabilidad marginal -1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0.2 -0.5 0.5 1 *=1 x K*=2 x x x s3+2s2+s+K= K* ? ? s3+2s2+s+2= * ? ? s3 j(*- * 3 )+(2 - 2* 2) = 0 x s2 K K*=2 s1 (2-K)/ s0 K * = 1 rad/s 0<K<2

52 Estabilidad marginal (o neutra)
52 FCR Mario Jordán Estabilidad marginal (o neutra) DG(s) = K G(s)= K s(s+1)2 -120 -80 -40 40 80 10 -2 -1 1 2 -270 -225 -180 -135 -90 Fase en grado Ganancia en dB K1=4 K=K*=2 K2=1 estable ME inestable

53 Justificación teórica del criterio en DB
53 Justificación teórica del criterio en DB Observamos gráficamente que si la curva de ganancia corta a la recta de 0 dB con un desfasaje menor a -180º , el sistema es inestable. Además, si la corta en 0 dB justo cuando la curva de fase es -180º, entonces es marginalmente estable. Finalmente si la curva de ganancia corta a 0 dB cuando el desfasaje es mayor que -180º, entonces el sistema es estable. Esto se justifica así: = -1 K s(s+1)2 De: K DG(s) = Curva de Ganancia para *: |K*| dB + |DG(*)| dB= 0 dB Curva de Fase para *: DG(*) = -180º Si K=K1>K* El sistema de control proporcional es INESTABLE Además |K1| + |DG(1)| = 0 dB 1>* DG(1) < -180º

54 Justificación teórica del criterio en DB
54 Justificación teórica del criterio en DB Por el contrario, si: K=K2<K* El sistema de control proporcional es ESTABLE Además |K2| + |DG(2)| = 0 dB 2<* DG(2) > -180º Puede darse el caso de que la curva de ganancia corte varias veces el eje de 0 dB. En este caso si al menos una vez de dichos cortes se corresponde con una fase más chica que -180º (es decir, un desfasaje menor a -180º), entonces el sistema es inestable. En caso de que la curva de ganancia corte al eje de 0 dB y el desfa- saje sea mayor que -180º, esto es un síntoma de estabilidad. Cuando se diseña un controlador D(s) se tratará de que KDG() cumpla este criterio de estabilidad en el dominio frecuencial. Nota importante: Si la fase no cruza los -180º , aún así el sistema puede ser inestable, es decir aún cuando la fase en toda  está por arriba de -180º (Vea contraejemplo más adelante)

55 Ejemplo 1 55 Sea la planta G= 1 / [s(s+1) (s+2)] realimentada proporcionalmente con K Diagrama de Bode de Ganancia en dB y Fase en º Lugar de la raíz -100 -50 50 100 dB -4 -2 2 4 -3 -1 1 0 dB x Rango de frecuencias estable Rango de frecuencias inestable -150 10 -2 -1 1 2 -270 -225 -180 -135 -90 -45  º Existe una sola ganancia crítica en K*=6. -180 º Para K>K*, el SCLC es inestable Para K<K*, el SCLC es estable

56 Movimiento de los polos
Ejemplo 2 56 Sea la planta G=(s2+0.1s+1.5) / [s(s+1) (s2+0.5s+1)] realimentada con K Diagrama de Bode de Ganancia en dB y Fase en º -100 -80 -60 -40 -20 20 40 60 80 100 Lugar de la raíz Análogamente, la curva de ganancia sube y baja entre los límites de K Críticos, generando inestabilidad -1.2 -1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0.0 0.2 0.4 -8 -6 -4 -2 2 4 6 8 Movimiento de los polos del SCLC x 10 -2 -1 1 2 -270 -225 -180 -135 -90 -45 La fase siempre esta por debajo de -180º en ese intervalo de K Para K=1 Según el Lugar de la raíz, el sistema tiene 2 ganancias críticas K1* =0.71 y K2* =12.5. En ese intervalo de ganancias, el sistema es inestable. En particular, K=1 genera un SCLC inestable. Según este patrón que se presenta en la Ganancia y la Fase en los cruces en 0dB y en -180º, respectivamente, el SCLC es inestable para ese intervalo de ganancias críticas.

57 Contra-ejemplo 57 Sea la planta G= 3 (s+0.5) / [(s+1) (s-1)] realimentada proporcionalm. con K -12 -8 -4 4 10 -2 -1 1 -180 -150 -120 -90 D. Bode - Ganancia en dB -3 -2 -1 1 2 -0.4 -0.3 -0.2 -0.1 0.1 0.2 0.3 0.4 Lugar de la raíz KG/(1+KG) es inestable para K=1 D. Bode - Fase en grados El SCLC es inestable para K=1. El Lugar de la Raíz lo registra correctamente, pero el DB no, pues concluye que, para cualquier K, el SCLC siempre es estable, lo cual es incorrecto.