Electrónica de Comunicaciones

Presentación del tema: "Electrónica de Comunicaciones"— Transcripción de la presentación:

1 Electrónica de Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción 2- Osciladores 3- Mezcladores. 4- Lazos enganchados en fase (PLL). 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 7- Amplificadores de potencia para RF. 8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK). 9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM). 10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK). 11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK). 12- Tipos y estructuras de receptores de RF. 13- Tipos y estructuras de transmisores de RF. 14- Transceptores para radiocomunicaciones ATE-UO EC mod FM 00

2 11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK)
Idea general: Modulación a nivel de señal Amplificador de RF Información (moduladora) Portadora modulada Modulador Portadora sin modular El amplificador de RF no tiene que ser lineal, por lo que es de alto rendimiento Moduladores de fase: Modulador con varicap (o varactor) Modulador de Armstrong Modulador con PLL ATE-UO EC mod FM 01

3 Es una función del tipo Ctrans = K·(VO-V)-1/2
Modulador de fase con varicap (I) Concepto de varicap de unión hiperabrupta En la transparencia ATE-UO PN 89 de la asignatura Dispositivos Electrónicos aparece: Es una función del tipo Ctrans = K·(VO-V)-1/2 Ctrans = A· 2·(NA+ND)·(VO-V) ·q·NA·ND V Ctrans Esto se obtuvo suponiendo que había cambio brusco de zona P a zona N (transparencia ATE-UO PN 14), lo que se llama unión abrupta Si la unión es “linealmente gradual”, entonces Ctrans = K·(VO-V)- s, siendo s = 1/3. Se pueden conseguir uniones “hiperabruptas”, de forma que s = 1 ó s = 2 ATE-UO EC mod FM 02

4 Cálculo del desfase en un circuito resonante paralelo
Modulador de fase con varicap (II) Cálculo del desfase en un circuito resonante paralelo Por otra parte, del análisis de un circuito RLC en paralelo se deduce lo siguiente (véanse las transparencias ATE-UO EC amp señ 51 y 52): ie L R C vs + - vs/ie = - ZLCR(j) ≈ - R/[1 + j2R( - r)/(Lr2)], siendo r = 1/(LC)1/2. Por tanto: ZLCR(j) ≈  - arctg[2R( - r)/(Lr2)] ≈  - 2R( - r)/(Lr2), (para valores de  cercanos a r) ATE-UO EC mod FM 03

5 Polarización del transistor
Modulador de fase con varicap (III) Circuito modulador vRL/vp ≈  - 2RL( - r)/(Lr2) Polarización del transistor Q1 L VCC + - vRL RL iC CB2 CB3 CV gm r = 1/(LCV)1/2 CV ≈ K/(VpCv + vm)2 (unión hiperabrupta) siendo: + CB1 vp p + VpCv LCH vm, m r ≈ VpCv /(LK)1/2 + vm/(LK)1/2 = R0 + K’ vm Por tanto: ATE-UO EC mod FM 04

6 vRL ≈ -gmRLVppsen[pt + 2vm/(QVpCv)] (señal modulada en fase)
Modulador de fase con varicap (IV) vRL/vp ≈  - 2RL( - r)/(Lr2) Partimos de: r ≈ R0 + K’vm Por diseño: R0= p Calculamos el desfase a = p: vRL/vp ≈  + 2RLK’vm /[L(R0 + K’vm)2]. Como R0 >> K’vm, entonces: vRL/vp ≈  + 2RLK’vm /(LR02) =  + 2RLvm /(LR0VpCv) =  + 2vm/(QVpCv) Por tanto: vRL ≈ gmRLVppsen[pt +  + 2vm/(QVpCv)] O también: vRL ≈ -gmRLVppsen[pt + 2vm/(QVpCv)] (señal modulada en fase) ATE-UO EC mod FM 05

7 Modulador de Armstrong
vs + vm Retardo 2 vp = Vppcos(pt) vp’ = Vppsen(pt) vpDSB = KvmVppcos(pt) vs = Vppsen(pt) + VppKvmcos(pt). Si Kvm << /2, entonces: cos(Kvm) ≈ 1 y sen(Kvm) ≈ Kvm Por tanto: vs ≈ Vppsen(pt)·cos(Kvm) + Vppsen(Kvm)·cos(pt)  vs ≈ Vppsen(pt + Kvm), que es una señal modulada en fase ATE-UO EC mod FM 06

8 + - Modulador de fase con PLL (I) K F(s) 2KV/s
vm(s) - K F(s) 2KV/s (s) osc(s) vc(s) v(s) p(s) Conv. /V Filtro pasa-bajos VCO osc(s) = p(s) vm(s) 2KVKF(s)/s 1 + 2KVKF(s)/s 2KVF(s)/s PLL bien diseñado: ≈ 1 ≈ 1/K Por tanto:osc(s) ≈ p(s) + vm(s)/K vosc ≈ Voscpsen(pt + vm/K), que es una señal modulada en fase ATE-UO EC mod FM 07

9 N + - Modulador de fase con PLL (II) K F(s) 2KV/s
Para obtener frecuencia muy estable (para VHF, UHF, etc.) + vm(s) - K F(s) 2KV/s (s) osc(s) vc(s) v(s) Xtal(s) Conv. /V Filtro pasa-bajos VCO N Por tanto:osc(s) ≈ NXtal(s) + Nvm(s)/K vosc ≈ Voscpsen(NXtalt + vmN/K), (señal modulada en fase) ATE-UO EC mod FM 08

10 Moduladores de frecuencia Tipos:
Moduladores indirectos Moduladores directos: Modulador con VCO Modulador con VCO y PLL Moduladores indirectos vpFM vm vp = Vppcos(pt) K’/s Modulador de fase vm’ vpFM = VpFMpsen(pt + Kvm’) = VpFMpsen(pt + KK’ ∫ vmdt) t - (señal modulada en frecuencia) ATE-UO EC mod FM 09

11 siendo: CV ≈ K/(VpCv + vm)2
Modulador de frecuencia con VCO (I) L3 + - G D S + Vcc CB2 CB1 RG Cv vpFM L1 VCO Hartley VpCv LCH vm + osc = 1 (L1+L3)CV siendo: CV ≈ K/(VpCv + vm)2 (unión hiperabrupta) ATE-UO EC mod FM 10

12 + - vm VpCv Modulador de frecuencia con VCO (II) L3 vpFM L1 Cv
LCH vm + L3 - Cv vpFM L1 Resto del oscilador osc ≈ = osc0 + K’vm  (L1+L3)K VpCv + vm 1 siendo: K’ = vpFM = VpFMpsen(osc0t + K’∫ vmdt) t - (señal modulada en frecuencia) Por tanto: ATE-UO EC mod FM 11

13 + - Modulador de frecuencia con PLL y VCO (I) K F(s) 2KV/s
vm(s) - K F(s) 2KV/s (s) osc(s) vc(s) v(s) p(s) Conv. /V Filtro pasa-bajos VCO Condición de diseño del filtro: su frecuencia de corte debe ser mucho menor que la mínima frecuencia de vm osc(s) = p(s) vm(s) 2KVKF(s)/s 1 + 2KVKF(s)/s 2KV/s ≈ 1 a  << m min ≈ 0 a   m min ≈ 0 a  << m min ≈ 2KV/s a   m min (señal modulada en frecuencia) vosc ≈ Voscpsen(osc0t + 2KV ∫ vmdt) t - Por tanto: ATE-UO EC mod FM 12

14 Modulador de frecuencia con PLL y VCO (II)
Para obtener frecuencia muy estable (para VHF, UHF, etc.) + vm(s) - K F(s) 2KV/s (s) osc(s) vc(s) v(s) Xtal(s) Conv. /V Filtro pasa-bajos VCO N (señal modulada en frecuencia) vosc ≈ Voscpsen(NXtalt + 2KV ∫ vmdt) t - ATE-UO EC mod FM 13

15 + Modulador de PSK binaria (BPSK) (I) vp + vs R - vm
Modulador de anillo (véase la transparencia ATE-UO EC mez 18) + - vs R vm vp 1:1:1 Por cada diodo: iD = f(vD) ≈ kA·vD + kB·vD2 f(vp + vm) ≈ kAvp+ kAvm + 2kBvpvm + kBvp2 + kBvm2 -f(-vp + vm) ≈ kAvp- kAvm + 2kBvpvm - kBvp2 - kBvm2 -f(vp - vm) ≈ -kAvp+ kAvm + 2kBvpvm - kBvp2 - kBvm2 f(-vp - vm) ≈ -kAvp- kAvm + 2kBvpvm + kBvp2 + kBvm2 + vs = R·Σf(v) ≈ 8RkBvpvm Por tanto: vs ≈ Kvpvm ATE-UO EC mod FM 14

16 Modulador de PSK binaria (BPSK) (II)
Partimos de: vs ≈ Kvpvm. Como: vm = ± 1, entonces: vs ≈ ± Kvp = ± Vspsenpt = Vspsen[pt – 0,5vm – 1)] (señal modulada BPSK) vm vp vs + - vs R vm vp 1:1:1 ATE-UO EC mod FM 15

17 Modulador de PSK binaria (BPSK) (III)
Si vm > vp, entonces no hace falta que los niveles de señal sean los críticos para una respuesta cuadrática. Con vm > 0 y admitiendo comportamiento ideal en los diodos se obtiene: vm - vp + vs = 0 vm + vp - vs = 0 vp - vs = -vp + vs  vp = vs vm vp vs 1:1:1 + - vs R vm vp + vp vs + vp vs ATE-UO EC mod FM 16

18 Modulador de PSK binaria (BPSK) (IV)
Con vm < 0 y admitiendo comportamiento ideal en los diodos se obtiene: vm - vp - vs = 0 vm + vp + vs = 0 -vp - vs = vp + vs  vp = -vs vm vp vs 1:1:1 + - vs R vm vp + vp vs + vp vs ATE-UO EC mod FM 17

19 Modulador de PSK cuaternaria (QPSK) Idéntica a la modulación 4 QAM
1 vBPSK I /2 + vp vBPSK Q vm Demultiplexador con retención vpQPSK Reloj I Q 1 1 ATE-UO EC mod FM 18

20 N + - vm VpCv Moduladores de FSK (I) L3 vpFSK L1 Cv vpFSK
LCH vm + L3 - Cv vpFSK L1 Resto del oscilador Con VCO (igual que en FM) Con divisores de frecuencia Xtal N vpFSK N1, N2 vm Xtal/N1, Xtal/N2 ATE-UO EC mod FM 19

21 N Moduladores de FSK (II) vpFSK N1 vpFSK N2 Con PLLs V = k()
Xtal vpFSK N N1, N2 vm N1Xtal, N2Xtal Xtal vpFSK V = k() N1 N2 vm N1Xtal N2Xtal N1Xtal, N2Xtal ATE-UO EC mod FM 20