Amplificadores RF pequeña señal

Presentación del tema: "Amplificadores RF pequeña señal"— Transcripción de la presentación:

1 Amplificadores RF pequeña señal
Pr. Fernando Cancino

2 Materiales de los transistores de RF
Son llamados Amplificadores de bajo ruido (LNA). Existen dos métodos de fabricación empleados en el espacio de RF: 1)Transistores de juntura bipolar (BJT) y 2)Transistores por efecto de campo (FET).

3 Transistores usados en el diseño de RF
Se emplean variedad de transistores, entre los que se incluyen: Los MOSFET, de Arsenurio de galio (GaAs), FET con material metal-semiconductor (MESFET), transistores hetero juntura bipolar GaAs/InGaP (HBT), nitrito de galio (GaN), transistores de alta movilidad electrónica (HEMT), y FETs de Silicio carburado (SiC).

4 Circuito equivalente del transistor de RF
Transistor equivalente en configuración emisor. Común: Circuito equivalente incluyendo inductancia adelante:

5 Impedancia de entrada Circuito equivalente usando el efecto Miller:
Impedancia de entrada equivalente:

6 Impedancia de entrada Impedancia vista en el terminal de entrada:
Empleando los siguientes valores prácticos: Se obtiene la siguiente Carta por 100:

7 Impedancia de entrada VS frecuencia

8 Impedancia de salida y ganancia
Impedancia de salida equivalente: Ganancia en potencia típica VS frecuencia

9 Curvas características del transistor

10 El transistor como “Caja Negra” de 2 puertos
El transistor como un circuito de 2 puertos:

11 Parámetros “Y” Parámetros Y :
yi = Admitancia de entrada de Corto Circuito yr = Admitancia de transferencia inversa de C. C. yf = Admitancia de transferencia directa de C.C. yo = Admitancia de salida de C.C.

12 Parámetros S Coeficiente de reflexión: Γ=𝐶𝑜𝑒𝑓𝑖𝑐𝑖𝑒𝑛𝑡𝑒 𝑑𝑒 𝑟𝑒𝑓𝑙𝑒𝑥𝑖ó𝑛
Γ= 𝑉 𝑟𝑒𝑓𝑙𝑒𝑗𝑎𝑑𝑜 𝑉 𝑖𝑛𝑐𝑖𝑑𝑒𝑛𝑡𝑒 =𝜌≮𝜃 Donde: Zn es la impedancia normalizada= 𝑍 𝐿 𝑍 𝑜

13 Ejemplo Hallar el coeficiente de reflexión para el circuito mostrado: Solución: Normalizando la impedancia de carga:

14 Solución del ejemplo anterior

15 Parámetros S en el circuito de 2 puertos
S11= Coeficiente de reflexión de entrada S12 = Coeficiente de reflexión de transmisión inversa S21 = Coeficiente de reflexión de transmisión directa S22 = Coeficiente de reflexión de salida

16 Fórmulas de conversión de parámetros “Y” y “S”

17 Diseño de Amplificadores de RF pequeña señal usando los parámetros Y
Cálculos de estabilidad Factor de estabilidad de Linvill: (Bajo condiciones hipotéticas: sin fuente y sin carga) 𝑦 𝑟 =Admitancia de transferencia inversa 𝑦 𝑓 = Admitancia de transferencia directa 𝑔 𝑖 = Conductancia de entrada. 𝑔 𝑜 = Conductancia de salida. Si C es menor que 1 es transistor es incondicionalmente estable en el punto de polarización escogido. Si C es mayor que 1 es transistor es potencialmente inestable. Si C=1, el dispositivo es críticamente estable.

18 Estabilidad (cont.) Criterio de estabilidad de Stern= K: Considera las impedancias de fuente y de carga. 𝐺 𝑠 = Conductancia de fuente 𝐺 𝐿 = Conductancia de carga Si K es mayor que 1 el circuito es estable para los valores de fuente y de carga elegidos. Si K es menor que 1 el circuito es potencialmente inestable y el circuito puede oscilar o entrar en condición de caos.

19 Máxima ganancia disponible
La máxima ganancia disponible de un transistor puede ser calculada como: Es el cálculo inicial de ganancia para una aplicación. Esta ganancia ocurre cuando: 𝑦 𝑟 =0 ; 𝑦 𝐿 = 𝑦 𝑜 ∗ ; 𝑦 𝑠 = 𝑦 𝑖 ∗

20 Diseño con acoplamiento conjugado (transistores incondicionalmente estables)
Ganancia en potencia óptima se obtiene calculando: 𝐺 𝑠 =𝐶𝑜𝑛𝑑𝑢𝑐𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑓𝑢𝑒𝑛𝑡𝑒 𝐵 𝑆 =𝑆𝑢𝑐𝑒𝑝𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑓𝑢𝑒𝑛𝑡𝑒 𝐺 𝐿 =Conductancia de carga 𝐵 𝐿 =𝑆𝑢𝑐𝑒𝑝𝑡𝑎𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑒 𝑐𝑎𝑟𝑔𝑎 𝐼𝑚=𝑃𝑎𝑟𝑡𝑒 𝑖𝑚𝑎𝑔𝑖𝑛𝑎𝑟𝑖𝑎

21 Ejemplo de diseño Un transistor trabajando en 100 MHz, VCE = 10 volts, Ic = 5 mA, montaje emisor común, tiene los siguientes parámetros Y: Diseñe un amplificador que provea máxima ganancia en potencia desde una fuente con 50 ohm a una caga de 50 ohm en 100 MHz.

22 Solución al Ejemplo Cálculo del factor de estabilidad de Linvill:
Puesto que C<1 el circuito es incondicionalmente estable y en consecuencia se puede proceder con el diseño. Sin embargo se debe tener cuidado con el acople, pues podría generar inestabilidad.

23 Solución al Ejemplo (Cont.)
Cálculo de MAG: Cálculo de las admitancias de fuente y de carga para acoplamiento conjugado simultáneo: Para la fuente: La admitancia de fuente que el transistor debe ver para máxima transferencia de potencia es: 6.95-j12.41 mmhos. La admitancia del lado de transistor debe ser: 6.95+j12.41 mmhos

24 Solución al Ejemplo (Cont.)
Para la carga: Para máxima transferencia de potencia la admitancia de carga debe ser: j1.84 mmhos. Diseño de la red de acople de entrada: Debe acoplar la impedancia de la fuente de 50 ohm a la entrada del transistor: Empleando un factor de normalización de 50: el acople se realiza entre A=1 ohm y C= 50(6.95-j2.42)=0.34 – j 0.62 mho.

25 Red de acople de entrada

26 Red de acople de salida Empleando un factor de normalización de 200, la red de acople de salida tiene como entrada: y salida: 50/200=0.2.5 ohm

27 Red de acople de salida

28 Red de polarización Punto de polarización: Ic= 5 mA, Vce = 10 volt.
Vcc= +20 v., b= 50. Asumiendo VE=2.5 v Cálculo de RE y RC: Cálculo de R1 y R2:

29 Circuito final del ejemplo

30 Diseño con transistores potencialmente inestables
Si C<1, el transistor es potencialmente inestable y puede oscilar. En este caso hay varias opciones: Seleccionar un nuevo punto de polarización para el transistor, lo que implica cambio de parámetros. Unilateralizar o Neutralizar el transistor. Seleccionar un desacoplamiento en la entrada y en la salida del transistor para reducir la ganancia.

31 Unilateralización La Unilateralization consiste en aprovicionar un circuito externo de realimentación (Yf ) entre la entrada la salida, tal que: 𝑌 𝑓 =− 𝑦 𝑟 Por tanto, 𝑌 𝑓 cancela 𝑦 𝑟 permitiendo que la impedancia de transferencia inversa compuesta sea igual a cero. 𝑦 𝑟𝑐 =0 En este caso, el dispositivo se convierte en estable en forma incondicional. Esto puede ser verificado sustituyendo 𝑦 𝑟𝑐 =0 en la ecuación de estabilidad de Linvill generando un factor que en este caso llega a ser cero, indicando una estabilidad incondicional.

32 Neutralización La Neutralización es similar a la Unilateralización excepto que la componente imaginaria de 𝑦 𝑟 es únicamente tenida encuenta. Se construye un realimentación de la salida a la entrada tal que Bf =−br. Entonces, la suceptancia de transferencia inversa compuesta (brc) es igual a cero. En la Neutralización, gr es despreciable frente a br . Por esta razón la neutralización es preferida a la unilateralización. Existen dos tipos de neutralización: el inductor en series con un capacitor sintonizados para proveer la cantidad correcta de susceptacia negativa (inductancia) necesaria para cancelar la susceptancia de transferencia inversa positiva interna del transistor.

33 Circuitos de Neutralización
A) Para 𝑦 𝑡 =+𝑗𝑏 B) Para 𝑦 𝑡 =−𝑗𝑏

34 Parámetros compuestos
Conectando una red externa entre la entrada y la salida de la red activa, por Unilateralización o neutralización se generan nuevos parámetros para el amplificador llamados: parámetros compuestos. Agregando un subíndice “t” a los parámetros del dispositivo y una “f” a la red de realimentación, los parámetros compuestos pueden escribirse así: 𝑦 𝑖 𝑐 = 𝑦 𝑖𝑡 + 𝑦 𝑖𝑓 𝑦 𝑜𝑐 = 𝑦 𝑜𝑡 + 𝑦 𝑜𝑓 𝑦 𝑓 𝑐 = 𝑦 𝑓𝑡 + 𝑦 𝑓𝑓 𝑦 𝑟𝑐 = 𝑦 𝑟𝑡 + 𝑦 𝑟𝑓 La red de realimentación se reduce a una admitancia 𝑦 𝑥 cuyos parámetros son: 𝑦 𝑖𝑓 = 𝑦 𝑜𝑓 = 𝑦 𝑥 𝑦 𝑓𝑓 = 𝑦 𝑟𝑓 =− 𝑦 𝑥

35 𝑦 𝑖 =3+𝑗10 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝑦 𝑓 =35+𝑗5 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠
Ejemplo Un amplificador de RF pequeña señal trabaja en 𝑓 0 =90 𝑀𝐻𝑧, emplea un transistor en E-C, 𝑉 𝐶𝐸 =9 𝑣𝑜𝑙𝑡𝑠, 𝐼 𝑐 =1.8 𝑚𝐴, tiene los siguientes parámetros “y” en 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠. 𝑦 𝑖 =3+𝑗10 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝑦 𝑓 =35+𝑗5 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝑦 0 =4+𝑗3 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝑦 𝑟 =0+𝑗1.5𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 Encuentre las admitancias de fuente y de carga que aseguren un diseño estable. Encuentre la ganancia del amplificador. Solución: Cálculo del factor C de estabilidad: El dispositivo es potencialmente inestable.

36 Neutralizando el transistor (Ejemplo)
𝑦 𝑟𝑡 =𝑗1.5 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝐶𝑜𝑛𝑑𝑒𝑛𝑠𝑎𝑑𝑜𝑟 𝑦 𝑟𝑓 =−𝑗1.5 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝐵𝑜𝑏𝑖𝑛𝑎 = 1 𝑗 𝜔 0 𝐿 𝑛 𝐿 𝑛 = 1 2𝜋×90× 10 6 ×1.5× 10 −3 =1.18𝜇𝐻 Requiere un Condensador de desacople de 0.01𝜇𝐹.

37 Parámetros compuestos (Ejemplo)
𝑦 𝑖𝑓 = 𝑦 𝑜𝑓 =𝑗1.5; 𝑦 𝑟𝑓 = 𝑦 𝑓𝑓 =−𝑗1.5 ; 𝑦 𝑖𝑐 = 𝑦 𝑖𝑡 + 𝑦 𝑖𝑓 =3+𝑗10+𝑗1.5=3+𝑗11.5 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝑦 𝑜𝑐 = 𝑦 𝑜𝑡 + 𝑦 𝑜𝑓 =4+𝑗3+𝑗1.5=4+𝑗4.5 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝑦 𝑓𝑐 = 𝑦 𝑓𝑡 + 𝑦 𝑓𝑓 =35−𝑗5−𝑗1.5=35−𝑗6.5 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 𝑦 𝑟𝑐 = 𝑦 𝑟𝑡 + 𝑦 𝑟𝑓 =0+𝑗1.5−𝑗1.5=0 𝑚𝑚ℎ𝑜𝑠 Máxima Ganancia Disponible: 𝑀𝐴𝐺= 𝑦 𝑓𝑐 𝑔 𝑖𝑐 𝑔 𝑜𝑐 = 35−𝑗 ×3×4 = → 𝑑𝐵

38 Diseño de amplificadores RF p.s. mediante parámetros “s”
Se calcula de la misma manera que con los parámetros “y”. Para calcular la estabilidad con los parámetros S se debe calcular primero una cantidad intermedia: El factor de estabilidad ROLLETT (K) se calcula: Si 𝐾>1, el dispositivo es Incondicionalmente estable. Si 𝐾<1, el dispositivo es Potencialmente estable, y puede oscilar con ciertas combinaciones de impedancias de fuente y de carga.

39 Máxima Ganancia Disponible : MAG
Se espera MAG bajo condiciones de acoplamientos conjugados. Se calcula primero: Luego el cálculo de MAG en dB: El signo que precede al radical es el opuesto al signo de B1.

40 Diseño con transistores incondicionalmente estables
Cálculo del coeficiente de reflexión de carga. Se realizan los siguientes pasos: Coeficiente de reflexión de fuente:

41 Ejemplo: Diseño amplificador RF con los parámetros “S”
Diseñe un amplificador de RF con un transistor en 200 MHz, Vce=10v., Ic=10 mA, que tiene los siguientes parámetros S: El amplificador debe operar entre terminaciones de 50 W. Diseñar las redes de acople de entrada y salida respectivamente, para máxima ganancia.

42 Solución Cálculo de la estabilidad en el punto de operación:
Dado que 𝐾>1 el transistor es incondicionalmente ESTABLE. Cálculo de MAG:

43 Solución (cont.) Cálculo del coeficiente de reflexión de carga:
Cálculo del coeficiente de reflexión de fuente:

44 Solución (cont.) Red de acople de entrada: Debe forzar a la fuente con 50 W presente un coeficiente de reflexión 0.522∠−162°. Con este ángulo y magnitud medidos con el compás, se encuentra el punto C, que en la carta de impedancias corresponde a 𝑍 𝑠 =0.32−𝑗0.14Ω No olvidar que esta impedancia está normalizada. La impedancia representada por es igual a: −𝑗0.4 =16−𝑗7 Ω

45 Solución (cont.) Red de entrada
𝐴𝑟𝑐𝑜 𝐴𝐵=𝑗1.45 C en paralelo. 𝐴𝑟𝑐𝑜 𝐵𝐶=𝑗0.33 L en serie. 𝐶 1 = 𝜋 200× 𝐶 1 =23pF 𝐿 1 = 0.33×50 2𝜋 200× 10 6 𝐿 1 =13𝑛𝐻𝑦

46 Solución (cont.) Red de salida
Red de acople de salida: El coeficiente de reflexión de salida es mostrado en la siguiente transparencia con: Γ 𝐿 =0.487∠39° Se puede leer en la carta: 𝑍 𝐿 =50× 1.6+𝑗1.28 =80+𝑗64Ω

47 Solución (cont.) Red de salida
𝐴𝑟𝑐𝑜 𝐴𝐵=−𝑗1.3 Ω C en paralelo. 𝐴𝑟𝑐𝑜 𝐵𝐶=−𝑗1.3 L en paralelo 𝐶 2 = 1 2𝜋 200× 𝐶 2 =12pF 𝐿 2 = 50 2𝜋 200× 𝐿 2 =13𝑛𝐻𝑦

48 Solución (cont.) Circuito final sin incluir la polarización:

49 Diseño para una ganancia específica
Cuando se requiere una cierta ganancia se emplea el método de “desacople selectivo”, mediante el círculo de “ganancia constante” en la carta de Smith y se calcula así: Calcule: Centro del círculo: Radio del círculo:

50 Ejemplo Un transistor a 250 MHz con 𝑉𝑐𝑒=5𝑣., 𝑒 𝐼𝑐=5𝑚𝐴, tiene los siguientes parámetros S: Diseñar un amplificador que provea una ganancia de 9 dB en 250 MHz si las impedancias de la fuente y de la carga son: 𝑍 𝑠 =35−𝑗65Ω 𝑍 𝐿 =50−𝑗50Ω El transistor es estable incondicionalmente con 𝐾=1033

51 Solución Ganancia: El centro del círculo es localizado en el punto:
Este punto es graficado en la carta de Smith. El radio del círculo de ganancia 9 dB es calculado como:

52 Solución (cont.) A: Impedancia de carga 50-j50 cuyo valor
normalizado es: 1-j1 El circuito de salida del transistor debe trasformar La carga actual en un Valor que cae sobre el Círculo de ganancia cte. Hay numerosas Configuraciones Que cumplen Arco AB=C serie=-j2W Arco BC= L paralelo=-j0.425

53 Solución (cont.) Cualquier impedancia de carga a lo largo de la circunferencia producirá una ganancia de 9 dB si la impedancia de entrada del transistor es acoplada con el conjugado. 𝐶 1 = 1 2𝜋 250× =6.4pF 𝐿 1 = 50 2𝜋 250× =75nHy Para un acoplamiento conjugado en la entrada con Γ 𝐿 =0.84∠14° (punto C), el coeficiente de reflexión debe ser:

54 Solución (cont.) AB=C2 paralelo AB=j0.62 mho BC=L2 serie BC= j1.09 ohm
A: Impedancia de fuente normalizada=0.7-j1.2W D: Γ 𝑠 =0.125∠160° Con un diseño de 3 elem. AB=C2 paralelo AB=j0.62 mho BC=L2 serie BC= j1.09 ohm CD= C3 paralelo CD=j2.1 mho

55 Solución (cont.) Diseño, excluido el circuito de polarización:
𝐶 2 = 𝜋 250× =7.9pF 𝐶 3 = 2.1 2𝜋 250× =27pF 𝐿 2 = 1.09×50 2𝜋 250× =34.7nHy Diseño, excluido el circuito de polarización: