Electrónica de Comunicaciones

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1 Electrónica de Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Osciladores. 3- Mezcladores y su uso en modulación y demodulación. 4- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Amplificadores de potencia para RF. 7- Moduladores. 8- Demoduladores. 9- Tipos y estructuras de receptores de RF. 10- Tipos y estructuras de transmisores de RF. 11- Transceptores para radiocomunicaciones. ATE-UO EC amp señ 00

2 5- Amplificadores de pequeña señal para RF
Idea fundamental: Amplificación selectiva de las señales de RF con buena relación señal/ruido VCC Zg Amplificador de señal de RF + ZL vg ATE-UO EC amp señ 01

3 Concepto de ganancia de potencia (I)
is Zg Amplificador de señal de RF + ZL vg Ze Zs vso ie Potencia de entrada: pe = (ie ef)2·Re[Ze] Potencia de salida: ps = (is ef)2·Re[ZL] Ganancia de potencia: Gp = ps/pe Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GP es función de ZL, pero no de Zg Ojo: No valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador ATE-UO EC amp señ 02

4 Concepto de ganancia de potencia (II)
Con un modelo de admitancias Amplificador de señal de RF Zg + ZL vg Ye Ys iscc ve + - vs + - Potencia de entrada: pe = (ve ef)2·Re[Ye] Potencia de salida: ps = (vs ef)2·Re[YL] Ganancia de potencia: Gp = ps/pe ATE-UO EC amp señ 03

5 + + Zg Zg jXg Rg ZL vg jXL ig ZL vg RL
Concepto de potencia disponible en un generador Es la máxima potencia que puede entregar un generador a una carga + vg ZL jXg Rg RL jXL ig Zg Zg + vg ZL Máxima transferencia de potencia (ZL = Zg*): Re[ZL] = Re[Zg]  RL = Rg Im[Ze] = - Im[Zg]  XL = -Xg Pgd = (ig ef)2·RL = (ig ef)2·Rg = (vg ef/2Rg)2·Rg = (vg ef)2/4Rg Es la potencia “disponible” en el generador ATE-UO EC amp señ 04

6 Concepto de ganancia de potencia disponible de un amplificador
Zg Amplificador de señal de RF + ZL vg Ze Zs vso Potencia disponible entrada: ped = (vg ef)2/4Re[Zg] Potencia disponible de salida: psd = (vso ef)2/4Re[Zs] Ganancia de potencia disponible: Gpd = psd/ped Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GPd es función de Zg, pero no de ZL Ojo: No valora la adaptación de impedancias entre amplificador y carga ATE-UO EC amp señ 05

7 Concepto de ganancia de potencia de transducción de un amplificador
Zg Amplificador de señal de RF + ZL vg Ze Zs vso is Potencia disponible entrada: ped = (vg ef)2/4Re[Zg] Potencia de salida: ps = (is ef)2·Re[ZL] Ganancia de potencia de tranducción: Gpt = ps/ped Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GPt es función de Zg y ZL Valora la adaptación de impedancias entre generador y amplificador y entre amplificador y carga ATE-UO EC amp señ 06

8 Ejemplo de cálculo de ganancias (I)
+ vg 20·ve 75 W 50 W 300 W ve - vs AV = vs/ve = 20·75/(300+75) = 4 = 20·log(4) [dB] = 12,04 dB pe = (ve ef)2/ ps = 75·[20·ve ef/(300+75)]2 ped = (vg ef)2/(4·75) psd = (20·ve ef)2/(4·300) ve = vg·50/(50+75) Gp = ps/pe = 10,67 = 10·log(10,67) [dB] = 10,28 dB Gpd = psd/ped = 16 = 10·log(16) [dB] = 12,04 dB Gpt = ps/ped = 10,24 = 10·log(10,24) [dB] = 10,10 dB ATE-UO EC amp señ 07

9 Amplificador de señal de RF
Condiciones para la máxima transferencia de potencia entre el generador de señal y el amplificador y entre el amplificador y la carga Re[Ze] = Re[Zg] Im[Ze] = - Im[Zg] Ze = Zg* Re[ZL] = Re[Zs] Im[ZL] = -Im[Zs] ZL = Zs* Zg Amplificador de señal de RF + ZL vg Zs + vso Ze ATE-UO EC amp señ 08

10 Modo de conseguir la máxima transferencia de potencia
Amplificador de señal de RF ZL Zg + vg Ze Zs vso Red adaptación de entrada (no disip.) Red adaptación de entrada (no disip.) ZeRed ent = Zg* Red adapt. de entrada Ze ZeRed sal = Zs* Red adapt. de salida ZL ATE-UO EC amp señ 09

11 Ejemplo de cálculo de ganancias con redes de adaptación de impedancias
+ vg 20·ve’ 75 W 50 W 300 W ve’ - vs ve vs’ (75/50)1/2:1 (300/75)1/2:1 ve = 0,5·vg ve’ = (50/75)1/2·ve vs’ = 0,5·20·ve’ vs = (75/300)1/2·vs’ AV = vs/ve = 10·(75/300)1/2·(50/75)1/2 = 4,08 = 20·log(4,08) [dB] = 12,21 dB pe = ped = (vg ef)2/(4·75) ps = psd = (20·ve’ ef)2/(4·300) ve’ = (50/75)1/2·0,5·vg Gp = Gpd = Gpt = ps/pe = 16,67 = 10·log(16,67) [dB] = 12,21 dB Estos son los máximos valores de las ganancias, que son coincidentes ATE-UO EC amp señ 10

12 Ejemplo de la importancia de la adaptación de impedancias
+ vg 50·ve 200 W 50 W ve - vs Sin adaptación: Gpt = 64 = 18,06 dB + vg 50·ve’ 200 W 50 W ve’ - vs ve vs’ 2:1 Con adaptación: Gpt = 156,25 = 21,93 dB ATE-UO EC amp señ 11

13 Modos de medir le grado de adaptación de impedancias
Coeficientes de reflexión: En la entrada: Ge = (Ze – Zo)/(Ze + Zo) (Zo = impedancia de referencia) En la salida: Gs = (Zs – Zo)/(Zs + Zo) (Zo = impedancia de referencia) Relación de Ondas Estacionarias (ROE, SWR): En la entrada: ROEe = (1 + ½Ge½)/(1 - ½Ge½) En la salida: ROEs = (1 + ½Gs½)/(1 - ½Gs½) Pérdidas de potencia por desadaptación PL: En la entrada: PLe = -10·log[1 - ½(Ze – Zg*)/(Ze + Zg)½2] En la salida: PLs = -10·log[1 - ½(Zs – ZL*)/(Zs + ZL)½2] ATE-UO EC amp señ 12

14 Modos de medir le grado de adaptación de impedancias en el ejemplo anterior
+ vg 50·ve 50 W 100 W 200 W ve - vs Zo = Ro = 50 W Rg = RL = 50 W Ge = (Ze – Zo)/(Ze + Zo) = 50/150 = 0,33 Gs = (Zs – Zo)/(Zs + Zo) = 150/250 = 0,6 ROEe = (1 + ½Ge½)/(1 - ½Ge½) = 2 ROEs = (1 + ½Gs½)/(1 - ½Gs½) = 4 PLe = -10·log[1 - ½(Ze – Zg*)/(Ze + Zg)½2] = 0,51 dB PLs = -10·log[1 - ½(Zs – ZL*)/(Zs + ZL)½2] = 1,94 dB ATE-UO EC amp señ 13

15 Tipos de redes no disipativas de adaptación de impedancias
De banda ancha con transformador De banda estrecha Con transformador Sin transformador Teoría del transformador ideal (I) 1:n v1 + - v2 i2 i1 + n·v1 n·i2 v1 - i2 v2 i1 v2 = v1·n i2 = i1/n p1 = v1·i1 = v2·i2 = p2 ATE-UO EC amp señ 14

16 Teoría del transformador ideal (II)
v2 = v1·n i2 = i1/n v2 = R2·i2 Calculamos R1 = v1/i1: R1 = v2/(i2·n2) = R2/n2 1:n v1 + - i2 i1 v2 + - R2 R1 R1 = R2/n2 Primera aproximación al comportamiento real: inductancia y corriente magnetizante (I) Modelo que tiene en cuenta que la transferencia de energía se realiza por un campo mágnético 1:n v1 + - v2 i2 i1 n·i2 R2 i1 = i2·n + im Calculamos i1/v1 = Y1: Y1(s) = n2/R2 + 1/(Lm·s) Z1(s) = v1/i1 = 1/Y1(s) im Lm ATE-UO EC amp señ 15

17 Primera aproximación al comportamiento real: inductancia y corriente magnetizante (II)
Z1(s), Y1(s) im Lm 1:n v1 + - v2 i2 i1 n·i2 R2 Por tanto: Z1(s) = 1/[n2/R2 + 1/(Lm·s)] 0,1fC fC 10fC R2’ R2’/10 R2’/100 ½Z1(jw)½ [W] 0,7R2’ Si llamamos R2’ = R2/n2, obtenemos: Z1(s) = R2’·Lm·s/(R2’ + Lm·s) Z1(jw) = jw·R2’·Lm·/(R2’ + jw·Lm) Hay un cero en cero y un polo en fC = R2 ’/(2pLm) ATE-UO EC amp señ 16

18 v1 v2 i2 i1 n·i2 Lm Ld1 Ld2 v1 v2 i2 i1 n·i2 Lm1 Ld Lm2
Segunda aproximación al comportamiento real: inductancias magnetizante y de dispersión (I) Modelos que tienen en cuenta que el acoplamiento entre devanados no es perfecto 1:n v1 + - v2 i2 i1 n·i2 im Lm Ld1 Ld2 Modelo en “T” 1:n v1 + - v2 i2 i1 n·i2 im1 Lm1 Ld im2 Lm2 Modelo en “p” ATE-UO EC amp señ 17

19 Modelo aproximado muy usado
Segunda aproximación al comportamiento real: inductancias magnetizante y de dispersión (II) Modelo aproximado muy usado 1:n v1 + - v2 i2 i1 n·i2 im Lm Ld R2 Z1(s), Y1(s) 0,1fC fC 10fC R2’ R2’/10 ½Z1(jw)½ [W] fCi 0,7R2’ fCs 1,4R2’ 10·R2’ Z1(s) = Ld·s + R2’·Lm·s/(R2’ + Lm·s) Z1(jw) = jw·Ld + jw·R2’·Lm/(R2’ + jw·Lm) Hay un cero en cero, un cero en fCs = R2 ’/(2pLd) y un polo en fCi = R2 ’/(2pLm) ATE-UO EC amp señ 18

20 Tercera aproximación al comportamiento real: inductancias y capacidades parásitas (I)
v1 + - v2 Lm Ld Cp1 R2 Z1(s), Y1(s) Cp2 Cp3 f1 10f1 R2’ R2’/10 ½Z1(jw)½ [W] 10·R2’ R2’/100 100f1 1000f1 Modelos que tienen en cuenta acoplamientos capacitivos de los devanados entre sí y con el núcleo ATE-UO EC amp señ 19

21 Solamente válido en el caso de impedancias resistivas
Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda ancha (I) Solamente válido en el caso de impedancias resistivas R2 + vg 1:n Lm Rg Z1(jw) Margen de uso R2’ = R2/n2 0,1fC fC 10fC R2’ R2’ /10 ½Z1(jw)½ [W] Por diseño: Rg = R2’ ATE-UO EC amp señ 20

22 Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda ancha (II)
R2’ = R2/n2 R2 1:n Lm Ld Cp1 + vg Rg Z1(jw) Modelo más elaborado Domina Ld f1 10f1 R2’ R2’/10 ½Z1(jw)½ [W] 10·R2’ R2’/100 100f1 1000f1 Por diseño: Rg = R2’ Margen de uso (domina R2’) Domina Lm Domina Cp1 Resonancia Cp1 Ld ATE-UO EC amp señ 21

23 Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (I)
Se añade un condensador para cancelar la reactancia inductiva de la inductancia magnetizante R2’ = R2/n2 R2 + vg 1:n Lm Rg Cr Z1(jw) f1 10f1 R2’ R2’/10 ½Z1(jw)½ [W] 10·R2’ R2’/100 100f1 1000f1 Con Cr conseguimos: Comportamiento selectivo Comportamiento real a menor frecuencia para la misma Lm (menor Lm si quisiéramos comportamiento real a la misma frecuencia) Sin Cr Con Cr ATE-UO EC amp señ 22

24 Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (II)
Si la admitancia de entrada es parcialmente capacitiva, su efecto se añade al del condensador resonante R2 + vg 1:n Lm Rg Cr’ C2 Y1(jw) =1/R2 + jw·C2 fr = 1 2p Lm·Cr Cr = Cr’ + C2·n2 ATE-UO EC amp señ 23

25 Uso de un transformador como adaptador de impedancias de banda estrecha (III)
Con un modelo más exacto del transformador Z1(jw) Cr R2 1:n Lm Ld Cp1 + vg Rg R2’ R2’/10 ½Z1(jw)½ [W] 10·R2’ R2’/100 f1 10f1 100f1 1000f1 Sin Cr Comportamiento bastante independiente de los “parásitos” del transformador Con Cr ATE-UO EC amp señ 24

26 Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (I)
Supongamos inicialmente impedancias resistivas en el generador y la carga + vg jXs Rg RL jXp Calculamos Ze: Ze = jXs + jXp·RL/(jXp + RL) = jXs + jXp·RL·(RL - jXp)/(RL2 + Xp2) = Ze [j(RL2·Xs + Xp2·Xs + RL2·Xp) + Xp2·RL]/(RL2 + Xp2) Condición de Im[Ze] = 0 y Re[Ze] = Re a wo: 0 = RL2·Xs(wo) + Xp2(wo)·Xs(wo) + RL2·Xp (wo) (1) Re = Xp2(wo)·RL/[RL2 + Xp2(wo)] (2) De (2) se obtiene: Xp(wo) = ± RL·[Re/(RL-Re)]1/2 (3) Y de (1) y (3) se obtiene: -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4) ATE-UO EC amp señ 25

27 Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (II)
+ vg jXs Rg RL jXp Ze = Re Partimos de que para que Re[Ze] = Re y Im[Ze] = 0: Xp(wo) = ± RL·[Re/(RL-Re)]1/2 (3) -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/ (4) También: Xp(wo) = -RL·Re/Xs(wo) (5) Conclusiones: De (1) 0 = RL2·Xs(wo) + Xp2(wo)·Xs(wo) + RL2·Xp(wo) se deduce que Xs y Xp deben ser de distinto tipo (un condensador y una bobina) De (3) y (4) se deduce que en esta topología tiene que ser Re < RL Posible realizaciones físicas: Pasa bajos: Xs una bobina y Xp un condensador Pasa altos: Xs un condensador y Xp una bobina ATE-UO EC amp señ 26

28 Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (III)
jXs RL jXp Ze = Re -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4) Xp(wo) = -RL·Re/Xs(wo) (5) Re < RL Opción “pasa bajos” Pasa bajos Ze = Re RL L C Particularizamos: Xs(wo) = Lwo y Xp(wo) = -1/(Cwo) Sustituimos en (4) (con “signo -”) y en (5): Lwo = [Re·(RL-Re)]1/2 1/(Cwo) = RL·Re/(Lwo)  L/C = RL·Re Lwo = [Re·(RL-Re)]1/2 L/C = RL·Re Re < RL ATE-UO EC amp señ 27

29 Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (IV)
jXs RL jXp Ze = Re -Xs(wo) = ± [Re·(RL-Re)]1/2 (4) Xp(wo) = -RL·Re/Xs(wo) (5) Re < RL Opción “pasa altos” Pasa altos Ze = Re RL L C Particularizamos: Xs(wo) = -1/(Cwo) y Xp(wo) = Lwo Sustituimos en (4) (con “signo +”) y en (5): 1/(Cwo) = [Re·(RL-Re)]1/2 Lwo = RL·Re·Cwo  L/C = RL·Re Cwo = [Re·(RL-Re)]-1/2 L/C = RL·Re Re < RL ATE-UO EC amp señ 28

30 Red pasiva no disipativa Red pasiva no disipativa
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (V) ¿Se puede conseguir que se adapten impedancias con Re > RL? Para cuadripolos no disipativos, cargados con una resistencia, se cumple (no demostrado aquí): R2 d Red pasiva no disipativa a b c Si: Zab = R1 R1 d Red pasiva no disipativa a b c Entonces: Zcd = R2 ATE-UO EC amp señ 29

31 -Xs(wo) = ± [R1·(R2-R1)]1/2 Xp(wo) = -R2·R1/Xs(wo) R1 < R2
Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VI) -Xs(wo) = ± [R1·(R2-R1)]1/2 Xp(wo) = -R2·R1/Xs(wo) R1 < R2 jXs R2 jXp Zab = R1 d a b c Zcd = R2 R1 jXs jXp d a b c R1 = Re R2 = RL R1 = RL R2 = Re Dibujando de nuevo: jXs + vg Rg RL jXp Ze = Re -Xs(wo) = ± [RL·(Re-RL)]1/2 Xp(wo) = -Re·RL/Xs(wo) RL < Re ATE-UO EC amp señ 30

32 Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VII)
jXs RL jXp Ze = Re -Xs(wo) = ± [RL·(Re-RL)]1/2 (4’) Xp(wo) = -Re·RL/Xs(wo) (5’) RL < Re Opción “pasa bajos” Pasa bajos Ze = Re RL L C Particularizamos: Xs(wo) = Lwo y Xp(wo) = -1/(Cwo) Sustituimos en (4’) (con “signo -”) y en (5’): Lwo = [RL·(Re-RL)]1/2 1/(Cwo) = Re·RL/(Lwo)  L/C = Re·RL Lwo = [RL·(Re-RL)]1/2 L/C = Re·RL RL < Re ATE-UO EC amp señ 31

33 Teoría general de las redes no disipativas adaptadoras de impedancias sin transformador (VIII)
jXs RL jXp Ze = Re -Xs(wo) = ± [RL·(Re-RL)]1/2 (4’) Xp(wo) = -Re·RL/Xs(wo) (5’) RL < Re Opción “pasa altos” Pasa altos Ze = Re RL L C Particularizamos: Xs(wo) = -1/(Cwo) y Xp(wo) = Lwo Sustituimos en (4’) (con “signo +”) y en (5’): 1/(Cwo) = [RL·(Re-RL)]1/2 Lwo = Re·RL·Cwo  L/C = Re·RL Cwo = [RL·(Re-RL)]-1/2 L/C = Re·RL RL < Re ATE-UO EC amp señ 32

34 C RL L RL C L C L RL C RL L Resumen Ze = Re Ze = Re Ze = Re Ze = Re
Cwo = [Re·(RL-Re)]-1/2 L/C = RL·Re Re < RL Ze = Re RL L C Lwo = [Re·(RL-Re)]1/2 L/C = RL·Re Re < RL Ze = Re RL L C Lwo = [RL·(Re-RL)]1/2 L/C = Re·RL RL < Re Cwo = [RL·(Re-RL)]-1/2 L/C = Re·RL RL < Re Ze = Re RL L C ATE-UO EC amp señ 33

35 Circuito simbólico que sintetiza los cuatro casos
jXs R2 jXp d a b c R1 -Xs(wo) = ± [R1·(R2-R1)]1/2 Xp(wo) = -R2·R1/Xs(wo) R1 < R2 ATE-UO EC amp señ 34

36 Dos circuitos simbólicos para sintetizar los cuatro casos
Lwo = [R1·(R2-R1)]1/2 L/C = R1·R2 R1 < R2 L C R2 d a b c R1 C L R2 d a b c R1 Cwo = [R1·(R2-R1)]-1/2 L/C = R1·R2 R1 < R2 ATE-UO EC amp señ 35

37 Ejemplo de adaptación de impedancias en un amplificador
L = 1,38mH C = 138pF L = 1,38mH C = 138pF 50 W + vg 50·ve’ 200 W ve’ - vs vs’ 200 W 200 W Ze Ze’ = Ze Frecuencia de operación: 10 MHz Ze [W] 10 14 6 300 -200 f [MHz] Re[Ze] 200 W Cambio de Ze con la frecuencia de operación 0 W Im[Ze] ATE-UO EC amp señ 36

38 Comportamiento de la adaptación de impedancias con el cambio de frecuencia
Ze = Re RL L C 10 14 6 Ze [W] 300 -200 f [MHz] Re[Ze], RL= 100W 200 Re[Ze], RL= 20W Im[Ze], RL= 20W Frecuencia de diseño: 10 MHz Im[Ze], RL= 100W Caso A: Re = 200 W RL = 100 W L = 1,6 mH C = 80 pF Caso B: Re = 200 W RL = 20 W L = 0,95 mH C = 239 pF Conclusión: cuanto mayor es la diferencia de impedancias, más crítico es el margen de frecuencia de adaptación. Lo mismo ocurre en las otras redes ATE-UO EC amp señ 37

39 Comportamiento con generadores y cargas con impedancia no resistivas
Se pueden usar estas redes si las componentes reactivas de las impedancias se pueden “integrar” en la red de adaptación de impedancias jXs Zg jXp jXs’ RL jXp’ jXL + vg Rg jXg ZL Xs y Xp son los valores calculados por las fórmulas anteriores Xs’ y Xp’ son los valores a colocar Xs = Xs’ + Xg Xp = Xp’·XL/(Xp’ + XL)  Xp’ = Xp·XL/(XL - Xp) No siempre es posible hacer esto con reactancias del mismo signo ATE-UO EC amp señ 38

40 Ejemplo de uso con impedancias no resistivas
Re = 20 W RL = 40 W L = 0,32 mH C = 398 pF fo = 10 MHz L = 0,32 mH Re = 20 W fo = 10 MHz RL = 40 W CL = 100 pF C = 298 pF ATE-UO EC amp señ 39

41 Ejemplo de uso imposible con la red propuesta
Re = 20 W RL = 40 W L = 0,32 mH C = 398 pF fo = 10 MHz L = 0,32 mH Re = 20 W fo = 10 MHz RL = 40 W CL = 500 pF C = pF No es posible con esta red ATE-UO EC amp señ 40

42 Red alternativa a usar en este caso (I)
L = 0,32 mH C = 398 pF Re = 20 W RL = 40 W fo = 10 MHz  jXs = j20 W  jXp = -j40 W CL = 500 pF Re = 20 W fo = 10 MHz RL = 40 W L = 0,32 mH  jXs = j20 W j155,9 W  jXL = -j31,8 W Xp’ = Xp·XL/(XL - Xp) = 155,9 W ATE-UO EC amp señ 41

43 Red alternativa a usar en este caso (II)
CL = 500 pF Re = 20 W fo = 10 MHz RL = 40 W 0,32 mH j155,9 W Maneras de conseguir la reactancia inductiva necesaria a 10 MHz: Una bobina Un circuito LC paralelo (infinitos casos posibles) Un circuito LC serie (infinitos casos posibles) 2,48 mH LP = 0,64 mH CP = 295,8 pF LP = 1,27 mH CP = 96,8 pF LP = 2,12 mH CP = 17,3 pF LP CP En los tres casos se consigue adaptación, pero su respuesta en frecuencia será distinta ATE-UO EC amp señ 42

44 Una nueva red de adaptación de impedancias
L = 0,32 mH  jXs = j20 W Re = 20 W fo = 10 MHz RL = 40 W LP CP jXp = -j40 W Ze [W] 40 -20 10 14 6 f [MHz] Definimos el Q del circuito: Q =RL/(wo·Lp) Re[Ze], Q=1 Re[Ze], Q=0,1 Q = LP = 0,64 mH CP = 795,8 pF Q = 0,5 LP = 1,27 mH CP = 596,8 pF Q = 0,1 LP = 6,37 mH CP = 437,7 pF Q = 0,01 LP = 63,7 mH CP = 401,9 pF Im[Ze], Q=1 Im[Ze], Q=0,1 Hay adaptación, pero su respuesta en frecuencia es distinta ATE-UO EC amp señ 43

45 Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I)
Red básica Lwo = [R1·(R2-R1)]1/2 L/C = R1·R R1 < R2 L C R2 d a b c R1 C L R2 d a b c R1 Cwo = [R1·(R2-R1)]-1/2 L/C = R1·R R1 < R2 ATE-UO EC amp señ 44

46 Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (II)
Otras redes (I) ATE-UO EC amp señ 45

47 Ejemplos de otras redes de adaptación de impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (III)
Otras redes (II) ATE-UO EC amp señ 46

48 Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (I)
+ Vcc G D S CS C1 Re2 1:n C ve2 + - real ve1 RS ATE-UO EC amp señ 47

49 Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (II)
Etapa 1 Re2 + vs1o 1:n L Rs1 C ve2 - ideal Etapa 2 is1cc L Rs1 C ve2’ + - Re2’ Re2’ = Re2/n2 ve2’ = ve2/n ATE-UO EC amp señ 48

50 Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (III)
is1cc L R C ve2’ + - R = Re2’·Rs1/(Re2’ + Rs1) Calculamos la transferencia ve2’/is1cc: ve2’/is1cc = ZLCR(s) = 1/[1/R + Cs + 1/(Ls)] = Ls/[1 + Ls/R + LCs2] Análisis senoidal permanente (s = jw): ve2’/is1cc = ZLCR(jw) = jLw /(1 - LCw2 + jLw/R) = R/[1 + jR·(LCw2 - 1)/(Lw)] Nos fijamos en el término (LCw2 - 1)/(Lw) y llamamos wo = 1/(LC)1/2: (LCw2 - 1)/(Lw) = [(LC)1/2w + 1]·[(LC)1/2w - 1]/(Lw) = (w/wo + 1)·(w/wo - 1)/(Lw) ≈ 2·(w/wo - 1)/(Lwo) = 2(w - wo)/(Lwo2) ATE-UO EC amp señ 49

51 Dfo = fo/Q (con la aproximación admitida)
Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (IV) is1cc L R C ve2’ + - R = Re2’·Rs1/(Re2’ + Rs1) Por tanto: ZLCR(jw) ≈ R/[1 + jR·2(w - wo)/(Lwo2)] Para calcular las frecuencias de corte establecemos las condiciones en las que ½ZLCR(jw)½ cae 3dB con relación ½ ZLCR(jwo)½: ½ZLCR(jwc)½ = ½ZLCR(jwo)½/21/2  wc = wo ± Lwo2/(2R) = wo ± wo/(2Q), siendo Q = R/(Lwo). Por tanto: wcs = wo + wo/(2Q), wci = wo - wo/(2Q) y Dwo = wcs - wci = wo/Q Dfo = fo/Q (con la aproximación admitida) ATE-UO EC amp señ 50

52 Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (V)
ZLCR [º] ½ZLCR½ 90 -90 fo 1,4·fo 0,6·fo f R R/ Q=5 Q=10 Q=20 L R C ZLCR wo = 2p·fo wo = 1/(LC)1/2 Q = R/(Lwo) Dfo ≈ fo/Q Q=10 Q=20 Q=5 ATE-UO EC amp señ 51

53 Estudio del ancho de banda de amplificadores con un circuito sintonizado (VI)
Valoración de la aproximación: (w/wo + 1)·(w/wo - 1)/(Lw) ≈ 2(w - wo)/(Lwo2) ½ZLCR½ R R/ Q=5 ZLCR [º] 90 -90 fo 1,4·fo 0,6·fo f aprox. aprox. ATE-UO EC amp señ 52

54 Amplificadores con dos circuitos sintonizados
+ Vcc G D S CS Re2 1:n2 C2 ve2 + - real ve1 RS vg Rg 1:n1 C1 ¡Ojo! Hay que evitar que se acoplen por campo magnético disperso M ATE-UO EC amp señ 53

55 Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (I)
Formas de evitar que exista acoplamiento entre circuitos sintonizados Bobinas ajustables con blindaje Bobinas y transformadores toroidales Transformadores de RF Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (I) Coilcraft Coilcraft ATE-UO EC amp señ 54

56 Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (II)
Toko Toko Toko ATE-UO EC amp señ 55

57 Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (III)
Toko Toko Toko ATE-UO EC amp señ 56

58 Bobinas y transformadores toroidales
Coilcraft Toko Toko Toko ATE-UO EC amp señ 57

59 Transformadores de RF Coilcraft Mini circuit ATE-UO EC amp señ 58

60 Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (I)
igcc/n1 L1 R1 C1 ve1 + - igcc = vg/Rg R1 = Rg gFET·ve1 L2 R2 C2 ve2’ + - ve2’ = ve2/n2 R2 = Re2/n22 ATE-UO EC amp señ 59

61 Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (II)
igcc/n1 L1 R1 C1 ve1 + - gFET·ve1 L2 R2 C2 ve2’ + - Ecuaciones: igcc = vg/Rg ve2 = ve2’·n2 (ecuaciones previas) ve1·n1/igcc = ZLCR1(jw) = R1/[1 + jR1·(L1C1w2 - 1)/(L1w)] ve2’/(gFET·ve1) = ZLCR2(jw) = R2/[1 + jR2·(L2C2w2 - 1)/(L2w)] Por tanto: ve2/vg = ZLCR1(jw)·ZLCR2(jw)·[gFET·n2/(Rg·n1)] = FLCR(jw)·k, siendo: FLCR(jw) = ZLCR1(jw)·ZLCR2(jw)/(R1·R2)  ganancia proporcional a FLCR(jw) FLCR(jw) = · 1 + jR2·(L2C2w2 - 1)/(L2w) 1 + jR1·(L1C1w2 - 1)/(L1w) 1 ATE-UO EC amp señ 60

62 Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (III)
Llamamos: wo1 = 1/(L1C1)1/2, Q1 = R1/(L1wo1), wo2 = 1/(L2C2)1/2 y Q2 = R2/(L2wo2) Posibilidades: Misma sintonía  wo1 = wo2 Sintonía escalonada  wo1 ¹ wo2 Caso de misma sintonía ½FLCR(jw)½ 1 1/ Q = 5 fo 1,4·fo 0,6·fo f 1 Etapa 2 Etapas Aumenta la atenuación de frecuencias indeseadas Disminuye el ancho de banda ATE-UO EC amp señ 61

63 Comportamiento de amplificadores con dos circuitos sintonizados (IV)
Caso de sintonía escalonada Ejemplo: fo1 =0,909· fo y fo2 =1,11· fo ½FLCR(jw)½ 1 1/ Q = 5 fo 1,4·fo 0,6·fo f 1 Etapa Aumenta la atenuación de frecuencias indeseadas Se puede conseguir una respuesta bastante plana en la banda deseada Menor ganancia 2 Etapas ATE-UO EC amp señ 62

64 Determinación del ancho de banda en amplificadores con varios circuitos sintonizados a la misma frecuencia y con el mismo Q (I) L1 C1 R1 vg vs Etapa 1 2 3 4 L2 C2 R2 L3 C3 R3 L4 C4 R4 Usamos las expresiones aproximadas: ZLCR(jw) ≈ R/[1 + jR·2(w - wo)/(Lwo2)] Dfo ≈ fo/Q FLCR(jw) = [ZLCR(jw)/R]n = 1/[1 + jR·2(w - wo)/(Lwo2)]n Condición de caída de 3dB a wc: ½FLCR(jwc)½ = ½FLCR(jwo)½/21/2  /2 = [1 + [R·2(wc - wo)/(Lwo2)]2]n/2  [21/n – 1]1/2 = ± R·2(wc - wo)/(Lwo2); llamamos k(n) = [21/n – 1]1/2 Entonces: wc = wo ± k(n)·Lwo2/(2R) = wo ± k(n)·wo/(2Q)  Dfo = k(n)·fo/Q Como Dfo = k(n)·fo/Q y k(n) < 1, disminuye el ancho de banda ATE-UO EC amp señ 63

65 wo = 2p·fo wo = 1/(LC)1/2 Q = R/(Lwo) Dfo ≈ [21/n – 1]1/2·fo/Q
Determinación del ancho de banda en amplificadores con varios circuitos sintonizados a la misma frecuencia y con el mismo Q (II) wo = 2p·fo wo = 1/(LC)1/2 Q = R/(Lwo) Dfo ≈ [21/n – 1]1/2·fo/Q ½FLCR(jw)½ [dB] Q = 5 fo 10·fo 0,1·fo f -60 -20 -40 1 Etapa 2 Etapas 4 Etapas ATE-UO EC amp señ 64

66 Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (I) ve1 + - Re1 1:n2 C1 real vg Rg 1:n1 L C2 ve1’ + - Re1’ = R C1 vg’ Rg’ = R L C2 ATE-UO EC amp señ 65

67 Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (II) Llamamos: wo = 2pfo wo = 1/(LC1)1/2 C2 = C1/k Q = R/(Lwo) FLCR(jw) = ve1’/vg’ ½FLCR(jw)½ [dB] Q = 5 fo 10·fo 0,1·fo f -60 -20 -40 k = 1 2 5 ¡Ojo! fo no es la frecuencia central 10 k = 20 Hay dos picos cuando, aproximadamente: k < (2Q-1)2/4Q ≈ Q (si Q es grande) (no demostrada) ATE-UO EC amp señ 66

68 La misma gráfica en escalas lineales
Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados por condensador (III) La misma gráfica en escalas lineales ½FLCR(jw)½ Q = 5 fo 1,4·fo 0,6·fo f 1 k = 5 k = 2 k = 1 10 k = 20 ATE-UO EC amp señ 67

69 Comportamiento de los circuitos doblemente sintonizados: dos circuitos resonantes acoplados inductivamente 1:n2 1:n1 Acoplamiento no ideal Rg ve1 + - Re1 C1 vg Acoplamiento ideal ve1’ + - Re1’ = R Lm Ld1 Ld2 ≈ Ld1 vg’ Rg’ = R C Estudio semejante, pero con k = Ld/Lm ATE-UO EC amp señ 68

70 Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (I)
Zg + ZL vg y11 y22 y12·vs y21·ve vs - ve ie is Dispositivo activo Ecuaciones: ie = y11·ve + y12·vs is = y21·ve + y22·vs Valores: ATE-UO EC amp señ 69

71 Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (II)
y11 y22 y12·vs y21·ve vs + - ve ie is + ve Significado de cada parámetro:  Admitancia de entrada con salida en corto  Admitancia de transferencia directa con salida en corto ATE-UO EC amp señ 70

72 Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (III)
y11 y22 y12·vs y21·ve vs + - ve ie is + vs  Admitancia de transferencia inversa con entrada en corto  Admitancia de salida con entrada en corto ATE-UO EC amp señ 71

73 Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (IV)
y11 y22 y12·vs y21·ve vs + - ve ie is Otra nomenclatura posible: y11 = Admitancia de entrada con salida en corto = yi y12 = Admitancia de transferencia inversa con entrada en corto = yr y21 = Admitancia de transferencia directa con salida en corto = yf y22 = Admitancia de salida con entrada en corto = yo ATE-UO EC amp señ 72

74 Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (V)
y11 y22 y12·vs y21·ve vs + - ve ie is División en parte real e imaginaria: y11 = g11 + j·b11 o bien yi = gi + j·bi y12 = g12 + j·b12 o bien yr = gr + j·br y21 = g21 + j·b21 o bien yf = gf + j·bf y22 = g22 + j·b22 o bien yo = go + j·bo ATE-UO EC amp señ 73

75 Fuente común Puerta común Drenador común
Modelado de los dispositivos activos: parámetros de admitancias (VI) En función de la configuración: yis = gis + j·bis yrs = grs + j·brs yfs = gfs + j·bfs yos = gos + j·bos Fuente común yig = gig + j·big yrg = grg + j·brg yfg = gfg + j·bfg yog = gog + j·bog Puerta común yid = gid + j·bid yrd = grd + j·brd yfd = gfd + j·bfd yod = god + j·bod Drenador común ATE-UO EC amp señ 74

76 Tipos de dispositivos activos (I)
Montajes con un único transistor: Base o puerta común  mayor ancho de banda, sin ganancia de corriente Emisor o fuente común  menor ancho de banda, mayor ganancia de potencia Colector o drenador común  buen ancho de banda, sin ganancia de tensión Montajes con varios transistores: Cascodo: emisor (o fuente) común + base (o puerta) común  buen ancho de banda, buena ganancia de potencia Etapa diferencial: ganancia regulable por una tensión de control ATE-UO EC amp señ 75

77 Propiedades de las configuraciones: puerta (o base) común
* G D S + - vs ve Baja impedancia de entrada Alta impedancia de salida Ganancia de tensión alta (potencialmente) Ganancia de corriente baja (< 1) Respuesta en frecuencia: Capacidades parásitas en entrada y en salida  sin “efecto Miller” (no hay capacidad entrada-salida que sea equivalente a una nueva capacidad de entrada muy aumentada al ir multiplicada por la ganancia de tensión)  gran ancho de banda ATE-UO EC amp señ 76

78 Propiedades de las configuraciones: fuente (o emisor) común
Alta impedancia de entrada (FETs) o media impedancia de entrada (bipolares) Alta impedancia de salida Ganancia de tensión alta (potencialmente) Ganancia de corriente alta + - vs G D S * ve Respuesta en frecuencia: Una capacidad parásita en la entrada y otra entre entrada y salida  hay “efecto Miller” (la capacidad entrada-salida es equivalente a una nueva capacidad de entrada, muy aumentada al ir multiplicada por la ganancia de tensión)  pequeño ancho de banda ATE-UO EC amp señ 77

79 Propiedades de las configuraciones: drenador (o colector) común
Alta impedancia de entrada Baja impedancia de salida Ganancia de tensión baja (< 1) Ganancia de corriente alta + - vs G S D * ve Respuesta en frecuencia: Una capacidad parásita en la entrada y otra entre entrada y salida, pero la ganancia de tensión es menor que 1  hay “efecto Miller”, pero poco significativo al ser la ganancia de tensión menor que 1  buen ancho de banda ATE-UO EC amp señ 78

80 Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un JFET (I)
Fuente común Simulaciones usando L Tspice IV Puerta común Drenador común ATE-UO EC amp señ 79

81 Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un JFET (II)
Fuente común Puerta común Drenador común ATE-UO EC amp señ 80

82 * * S D + D G vs - + G ve S - El montaje “cascodo”
Fuente común + Puerta común * G D S + - vs G D S * + - ve Zegc ≈ 1/gm (pequeña) Alta impedancia de entrada Alta ganancia de corriente Baja ganancia de tensión (por Zegc baja) Buena respuesta en frecuencia (por baja ganancia de tensión) Baja impedancia de entrada Baja ganancia de corriente Alta ganancia de tensión Buena respuesta en frecuencia Cascodo: Altas ganancias de tensión y corriente y buena respuesta en frecuencia ATE-UO EC amp señ 81

83 Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un “cascodo”
Simulaciones usando L Tspice IV Cascodo Cascodo Fuente común Fuente común ATE-UO EC amp señ 82

84 Etapa diferencial como amplificador de RF (I)
+ VCC RL vs + - - VCC iO vd Ganancia en BF (transparencias ATE-UO EC mez 36-38): vs ≈ -0,5RaiOvd/VT Es decir: vs/vd ≈ -0,5RaiO/VT Por tanto, la ganancia se puede controlar mediante el valor de io  Es fácil realizar físcamente el Control Automático de Ganancia (CAG o AGC) - VCC iO iO - VCC ATE-UO EC amp señ 83

85 iO + - + Etapa diferencial como amplificador de RF (II) + VCC RL vs
Conexión diferencial de la tensión de entrada (I) iO - VCC + VCC RL vs + - AGC Para permitir la polarización correcta de las bases con dos tensiones de alimentación (+ Vcc y –Vcc) Rg/2 + vg/2 Tensión de AGC negativa ATE-UO EC amp señ 84

86 iO + - + Etapa diferencial como amplificador de RF (III) + VCC RL vs
Conexión diferencial de la tensión de entrada (II) iO + VCC RL vs + - AGC + VPB es para permitir la polarización correcta de las bases con una tensión de alimentación (+ Vcc) Rg/2 + vg/2 + VPB Tensión de AGC positiva ATE-UO EC amp señ 85

87 iO - + Etapa diferencial como amplificador de RF (IV) + VCC RL vs vg/2
Respuesta en frecuencia de un a etapa diferencial (no demostrada aquí) Rg/2 + vg/2 iO - VCC + VCC RL vs - AGC La respuesta en frecuencia es como la de un emisor común ATE-UO EC amp señ 86

88 iO + - ¥ + Etapa diferencial como amplificador de RF (V) + VCC RL vs
Otra conexión de la tensión de entrada Rg iO - VCC + VCC RL vs + - AGC vg + La respuesta en frecuencia es propia de un colector común seguido de un base común  menor ganancia, pero mayor ancho de banda ATE-UO EC amp señ 87

89 Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con etapa diferencial (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (I) Colector común + base común con etapa diferencial Circuito integrado CA3028 ATE-UO EC amp señ 88

90 Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con etapa diferencial (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (II) Cascodo realizado con etapa diferencial. El AGC se realiza actuando en la polarización del transistor en emisor común Circuito integrado CA3028 ATE-UO EC amp señ 89

91 Parámetros de admitancia del CA3028 (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (I)
ATE-UO EC amp señ 90

92 Parámetros de admitancia del CA3028 (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) (II)
ATE-UO EC amp señ 91

93 (obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (I)
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de FI con el circuito integrado MC1350 (obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (I) Circuito integrado MC1350 Amplificador de FI para receptor de TV ATE-UO EC amp señ 92

94 (obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (II)
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de FI con el circuito integrado MC1350 (obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (II) Amplificador de FI para receptor de radio comercial ATE-UO EC amp señ 93

95 Parámetros de admitancia del MC1350
(obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (I) Variación de la ganancia con la tensión de AGC ATE-UO EC amp señ 94

96 Parámetros de admitancia del MC1350
(obtenidos de una nota de aplicación de Motorola) (II) ATE-UO EC amp señ 95

97 Parámetros de admitancia de los JFET J309 y J310
(obtenidos de una nota de aplicación de Fairchild) ATE-UO EC amp señ 96

98 Información sobre el ruido
(figura o cifra de ruido y tensión de ruido) JFETs J309 y J310 Transistor bipolar BFY90 CA3028 MC1350 ATE-UO EC amp señ 97

99 Circuito doblemente sintonizado
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con JFETs (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I) Cascodo Circuito doblemente sintonizado Circuito doblemente sintonizado Mezclador Oscilador y separador ATE-UO EC amp señ 98

100 Circuito doblemente sintonizado
Mezclador Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de RF con JFETs (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (II) Circuito doblemente sintonizado JFET en puerta común Amplificador de CAG ATE-UO EC amp señ 99

101 Etapa de entrada de señal de RF
La etapa de entrada de señal del Iler 40 (I) Etapa de entrada de señal de RF No hay amplificador de señal de RF, ya que el mezclador es activo No hay amplificador de señal de IF, ya que el mezclador del demodulador es activo ATE-UO EC amp señ 100

102 La etapa de entrada de señal del Iler 40 (II)
Filtro pasabajos de 7 MHz Sistema de protección frente a señales muy fuertes Circuito doblemente sintonizado a 7 MHz Enmudecedor en transmisión Mezclador de entrada Atenuación de RF (posible AGC) ATE-UO EC amp señ 101