Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones

Presentación del tema: "Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones"— Transcripción de la presentación:

1 Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Sintetizadores de frecuencias. 3- Amplificadores de potencia para comunicaciones. 4- Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia. 5- Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos. 6- Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y repetidores regenerativos. 7- Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores. ATE-UO DCEC sint 00

2 Sintetizadores de frecuencias
Tipos de sintetizadores de frecuencias: Osciladores PLLs (Phase Locked Loops) DDSs (Direct Digital Synthesizers) Osciladores - Son simples sistemas analógicos realimentados positivamente hasta comportarse de manera inestable “establemente”. - Configuración básica: ATE-UO DCEC sint 01

3 Parte activa: Tubo termoiónico, BJT, JFET, MOSFET, CI, etc
Partes de un oscilador Parte activa: Tubo termoiónico, BJT, JFET, MOSFET, CI, etc Parte pasiva: Componentes reactivos discretos, resonadores piezoeléctricos, líneas de transmisión, cavidades resonantes, etc. ATE-UO DCEC sint 02

4 Condiciones de oscilación en osciladores
- Para que empiece la oscilación: Existencia de wosc tal que: A(jwosc)·b(jwosc) = 0º A wosc se debe cumplir |A(jwosc)·b(jwosc)| > 1 - Cuando ya oscila: |A(jwosc)·b(jwosc)| = 1 ATE-UO DCEC sint 03

5 Redes pasivas simples posibles con amplificadores de A(jwosc) <0
Hartley fosc = 1 2p (L1+L3)C2 Colpitts fosc = 1 C1+C3 C1·C3 ·L2 2p ATE-UO DCEC sint 04

6 Red de polarización del transistor
Ejemplo: Colpitts con un JFET en “drenador común” C3 L2 C1 + - vs osc G D S + Vcc LCH CS R1 Red tipo Colpitts Red de polarización del transistor ATE-UO DCEC sint 05

7 Redes de polarización del transistor
Ejemplo: Colpitts-Clapp de frecuencia variable con un JFET en “drenador común” C3 L2 C1 + - vs osc G D S + Vcc LCH CS C2 RG R1 Red tipo Colpitts-Clapp Redes de polarización del transistor ATE-UO DCEC sint 06

8 Ejemplo: Oscilador Controlado por Tensión (VCO) basado en Colpitts-Clapp con un JFET en “drenador común” C2 Tensión de control de la frecuencia ATE-UO DCEC sint 07

9 Red tipo Colpitts con cristal
Ejemplo: Oscilador a cristal basado en Colpitts con un JFET en “drenador común” Basado en la sustitución de la bobina por un cristal de cuarzo  El cristal de cuarzo trabaja el su zona inductiva, que es un margen frecuencial muy estrecho. C3 C1 + - vs osc G D S + Vcc LCH CS Xtal RG R1 Red tipo Colpitts con cristal ATE-UO DCEC sint 08

10 Ejemplo: Colpitts con un JFET en “drenador común” y con etapa para estabilizar la frecuencia frente a cambios en la carga Etapa en “colector común” para minimizar la influencia de la carga en el oscilador ATE-UO DCEC sint 09

11 Parámetros características de los osciladores
Margen de frecuencia. Estabilidad  Mayor cuanto mayor es el factor de calidad “Q” de la red de realimentación. Potencias (absoluta de salida sobre 50W ) y rendimientos (Potencia de señal / potencia de alimentación). Nivel de armónicos y espurias  potencias relativas de uno o varios armónicos con relación al fundamental. “Pulling” o estabilidad frente a la carga  uso de separadores. “Pushing” o estabilidad frente a la alimentación  uso de estabilizadores de tensión (zeners, 78LXX, etc.). Deriva con la temperatura  Condensadores NP0, de mica, etc. Espectro de ruido  Se debe fundamentalmente a ruido de fase. ATE-UO DCEC sint 10

12 Filtro pasa-bajos y regulador
PLLs (Phase Locked Loops) - Idea fundamental: conseguir que la frecuencia de oscilación de un VCO venga determinada por la frecuencia de otra señal de referencia. - Casos: a) Caso 1: Se pretende que la frecuencia del VCO y la de la señal de referencia sean iguales  PLLs usados como demoduladores y moduladores. b) Caso 2: Se pretende que la frecuencia del VCO sea múltiplo de la frecuencia de la señal de referencia  PLLs usados como sintetizadores de frecuencia. - Esquema general en el Caso 1: VCO Salida del VCO Referencia (entrada) Detector de fases Filtro pasa-bajos y regulador ATE-UO DCEC sint 11

13 Estructura básica de un PLL (Caso 1)
vE = VEsen(fE) vS = VSsen(fS) KDF vE vS Salida del VCO Referencia (entrada) vC Oscilador controlado por tensión (VCO): - La frecuencia de la señal de salida depende de una tensión de control vC. Detector de fases: - Entrega una tensión proporcional a la diferencia de fases. Filtro pasa-bajos y regulador: - Necesario para filtrar la salida del detector de fases. - Determina la respuesta dinámica y la estabilidad del PLL. ATE-UO DCEC sint 12

14 Formas de onda en régimen estático en un PLL (Caso 1)
vE(fE) vDF vC vS(fS) KDF Salida del VCO Referencia (entrada) vC = vC_0 vE(fE) t t vS(fS) vDF t vC = vC_0 vC ATE-UO DCEC sint 13

15 Si se desea que las fases de fE y fS coincidan, entonces el lazo tiene que tener alta ganancia
vE(fE) vS(fS) KDF G0 vC = vC_0 vDF vF vC vE(fE) t vS(fS) t vC vC = vC_0 vDF t vF ATE-UO DCEC sint 14

16 Estructura básica de un PLL para síntesis de frecuencias (Caso 2:)
Idea básica Oscilador a Xtal vE(fXtal) Escuadrador (comparador) fXtal VCO vE’(fXtal) vS(fS) KDF vDF vC vS’(fS) Escuadrador (comparador) N Divisor de frecuencias - Cuando el PLL está enganchado, fXtal = fS/N  fS = fXtal·N. - Luego podemos cambiar la frecuencia cambiando N. ATE-UO DCEC sint 15

17 Formas de onda en régimen estático en un PLL usado como sintetizador de frecuencias (ejemplo elemental) Ejemplo: N = 20 t vS’ t vN t vE’ ATE-UO DCEC sint 16

18 N vDF vF vC Estudio detallado del funcionamiento de los PLLs vE(fE)
(para modulación, demodulación y síntesis de frecuencias) vE(fE) vS(fS) KDF G0 vC vDF vF En general, hay que estudiar: - Realización física de los diversos bloques. - Modelado dinámico de los diversos bloques. - Respuesta dinámica del PLL frente a escalones de frecuencia y fase. Y en el caso de los sintetizadores, además hay que estudiar: - Realización física de los divisores de frecuencia programables. N Divisor de frecuencias ATE-UO DCEC sint 17

19 Realización física de un VCO de forma de onda senoidal
Ejemplo real (obtenidos del ARRL Handbook 2001): Disposición de los diodos varicap para compensar el efecto de condensador no lineal que presentan. ATE-UO DCEC sint 18

20 Circuito Integrado para la realización de VCOs de forma de onda senoidal (I)
ATE-UO DCEC sint 19

21 Circuito Integrado para la realización de VCOs de forma de onda senoidal (II)
ATE-UO DCEC sint 20

22 Realización física de un VCO de forma de onda cuadrada
Son multivibradores astables controlados por tensión t Vcomp vcond Vramp Control t vS “Reset” de la rampa Frecuencia de oscilación: f = b·(VCC-vC)/(RB·C·Vramp) Comparador Salida ATE-UO DCEC sint 21

23 Circuito Integrado para la realización de VCOs de baja frecuencia y forma de onda cuadrada (I)
NE/SE566 Genera rampas simétricas ATE-UO DCEC sint 22

24 Fuente de corriente programable
Circuito Integrado para la realización de VCOs de baja frecuencia y forma de onda cuadrada (II) NE/SE566 Fuente de corriente programable “Buffers” ATE-UO DCEC sint 23

25 Realización física del bloque filtro pasa-bajos y regulador (I)
Implementaciones pasivas (sin ganancia) (I) 1 10 102 -80 -60 -40 -20 20 103 104 105 106 107 fc f [Hz] ú G(f)ú [dB] Cf Salida Entrada R1 Filtro Salida R1 Entrada C1 R2 Cf 10 102 1 -80 -60 -40 -20 20 103 104 105 106 107 fp1 fz fp2 f [Hz] ú G(f)ú [dB] Filtro y regulador ATE-UO DCEC sint 24

26 Realización física del bloque filtro pasa-bajos y regulador (II)
Implementaciones pasivas (sin ganancia) (II) ATE-UO DCEC sint 25

27 Realización física del bloque filtro pasa-bajos y regulador (III)
Ejemplo de implementación activa (con ganancia) Salida Entrada C1 R2 R1 + - Cf 10 102 1 -80 -60 -40 -20 20 40 103 104 105 106 107 fp1 fz fp2 f [Hz] ú G(f)ú [dB] Gmf ¡Ojo, ganancia negativa (inversión de fase)! ATE-UO DCEC sint 26

28 Realización física del detector de fases
Tipos de detectores de fases Detectores analógicos  Detector basado en un mezclador. Detector basado en “puerta o exclusiva”. Detector basado en “biestable RS activado por flancos”. Detector Fase-Frecuencia. Detector Fase-Frecuencia con bomba de carga. Detectores digitales  Detector de fases basado en mezclador (I) VEsen(fE) VSsen(fS) vDF Para el estudio de los PLLs, vamos a referir las fases absolutas a una fase que crece constantemente y a una fase relativa: fE = WS_0·t + fe y fS = WS_0·t + fs ATE-UO DCEC sint 27

29 Detector de fases basado en mezclador (II)
VEsen(fE) VSsen(fS) vDF Detector de fases basado en mezclador (II) vDF = Km·VEsen(fE)·VSsen(fS) = KDF·[cos(fE - fS) - cos(fE + fS)], siendo KDF = VE·VS·Km/2. Como: fE = WS_0·t + fe y fS = WS_0·t + fs, entonces: vDF = KDF·[cos(fe - fs) - cos(fe + fs + 2·WS_0·t)]. Si el segundo término se elimina por filtrado, queda: vDF-f = KDF·cos(fe - fs) = KDF·sen(p/2 + fe - fs). Se aproxima el seno por el ángulo para valores pequeños de éste: vDF-f  KDF·(p/2 + fe - fs) = KDF·( fe – fsr), siendo fsr = fs - p/2. Luego se comporta como se ha previsto, pero estando fsr retrasada 90º con relación al comportamiento teórico, definido por fs. t vS(fS) vE(fE) vDF-f  0 ATE-UO DCEC sint 28

30 Detector de fases basado en mezclador (III)
¿En qué medida senx  x? 0% 10% 20% 0º 20º 40º 60º x 0º 30º 60º 90º 1 x y = x Error y = senx Luego se comporta bastante linealmente si: fe – fsr < 60º, es decir: 90º + fe - fs < 60º. El límite sería: fe – fsr < 90º. Es decir: -90º < (fe – fsr) < 90º. Por tanto: -90º < (90º + fe – fs) < 90º. Es decir: -180º < (fe – fs) < 0º. fe-fsr -90º -60º -30º 0º 30º 60º 90º -1 1 vDF-f =KDF·(fe-fsr) vDF-f =KDF·sen(fe-fsr) Ojo: en caso de que se superen estos límites, cambia el signo de KDF, lo que genera problemas de estabilidad en el lazo, que se desenganchará momentáneamente. ATE-UO DCEC sint 29

31 Detector de fases basado en mezclador (IV)
Ventajas: Trabaja con señales analógicas, por lo que puede operar hasta frecuencias muy altas (el límite depende de la tecnología del mezclador). El filtro es del doble de la frecuencia de la señal generada. Inconvenientes: El valor de la constante KDF es KDF = VE·VS·Km/2, es decir, depende de la amplitud de las señales. A veces hay que limitarlas para acotar el valor de KDF. La diferencia de fases máxima posible es de 180º. En este caso: -180º < (fe – fs) < 0º. ATE-UO DCEC sint 30

32 Detector de fases basado en “puerta o exclusiva” (I)
vE’ KDF vDF vS’ vE vS vE’ vS’ vDF vE’ t vS’ vDF ATE-UO DCEC sint 31

33 Ojo: no es simétrica respecto a 0º
Detector de fases basado en “puerta o exclusiva” (II) Ojo: no es simétrica respecto a 0º vDF-f 180º 0º 360º fe- fs vDF-f vDF-f vDF-f t vE’ vDF vS’ vS’ t vE’ vDF t vE’ vS’ vDF ATE-UO DCEC sint 32

34 Detector de fases basado en “puerta o exclusiva” (III)
vDF-f 180º 0º 360º fe– fs vDF_max 180º 0º fe– fs vDF-f’ 0,5·vDF_max -0,5·vDF_max 90º t vE’ vDF-f = vDF_max t vE’ vS’ vDF-f = 0 vE’ vS’ vDF + - vE’ vS’ vDF’ + - 0,5·vDF_max Es simétrica respecto a 90º ATE-UO DCEC sint 33

35 Detector de fases basado en “puerta o exclusiva” (IV)
Ahora adelantamos la representación 90o. 180º 0º fe– fs vDF-f’ 0,5·vDF_max -0,5·vDF_max 90º fe– fsa vDF-f’ 0,5·vDF_max -0,5·vDF_max 0º 90º -90º El mismo evento que sucedía en fe– fs ahora sucede p/2 radianes antes, es decir, sucede en fe - fs - p/2 = fe - (fs + p/2). Esto es equivalente a que suceda en fe - fsa, siendo fsa = fs + p/2. Por tanto, el desarrollo teórico seguido es válido para fsa, estando fsa adelantada 90º con relación a la fase realmente existente, que es fs. El límite sería: -90º < (fe - fsa) < 90º, es decir: 0º < (fe – fs) < 180º. El valor de la constante KDF es KDF = vDF _max/p. ATE-UO DCEC sint 34

36 Detector de fases basado en “puerta o exclusiva” (V)
Operación con vDF-f’ = 0  fe - fs = p/2: t vE’(fe) vDF-f 180º 0º 360º fe- fs vDF_max vS’(fs) t t vs’(fsa) fe– fsa vDF-f’ 0,5·vDF_max -0,5·vDF_max 0º 90º -90º Cambiada de nivel y adelantada t vDF vDF-f t vDF’ vDF-f’ ATE-UO DCEC sint 35

37 Detector de fases basado en “puerta o exclusiva” (VI)
Ventajas: El circuito digital es relativamente sencillo, por lo que puede operar hasta frecuencias bastante altas. El valor de la constante KDF es KDF = vDF_max/p, es decir, no depende de la amplitud de las señales. El filtro es del doble de la frecuencia de la señal generada. Inconvenientes: La diferencia de fases máxima posible es de 180º. En este caso: 0º < (fe – fs) < 180º. ATE-UO DCEC sint 36

38 Detector de fases basado en “biestable RS activado por flanco” (I)
¿Cómo activar un biestable RS por flanco y no por nivel? A A’ B A A’ B t A tr A’ B t A tr A’ B Un “1” en B sólo en el flanco de subida de A. Un “1” en B sólo en el flanco de bajada de A. ATE-UO DCEC sint 37

39 Detector de fases basado en “biestable RS activado por flanco” (II)
Q BR BS AS AR S R t AS AR Q Q S R AS AR Biestable RS activado por flanco de bajada ATE-UO DCEC sint 38

40 Detector de fases basado en “biestable RS activado por flanco” (III)
vE’ KDF vDF vS’ vE vS vE' vS’ vDF S R Q t vS’ vE' vDF ATE-UO DCEC sint 39

41 Detector de fases basado en “biestable RS activado por flanco” (IV)
Ojo: no es simétrica respecto a 0º 180º 0º 360º fe– fs vDF-f vDF-f vDF-f vDF-f t vDF vE' vS’ t vDF vE' vS’ t vDF vE' vS’ ATE-UO DCEC sint 40

42 Detector de fases basado en “biestable RS activado por flanco” (V)
Modificamos el nivel de tensión y adelantamos fe – fs en 180o. 180º 0º 360º fe– fs vDF-f vDF_max -180º 0º 180º fe– fsa vDF-f’ 0,5·vDF_max -0,5·vDF_max - Ahora es fsa= fs + p. Por tanto, el desarrollo teórico seguido es válido para fsa, estando fsa adelantada 180º con relación a la fase realmente existente, que es fs. - El límite sería: -180º < (fe – fsa) < 180º, es decir: 0º < (fe – fs) < 360º. - El valor de la constante KDF es KDF = vDF_max/(2p). ATE-UO DCEC sint 41

43 Detector de fases basado en “biestable RS activado por flanco” (VI)
Operación con vDF-f’ = 0  fe - fs = p: t vE’(fe) 180º 0º 360º fe– fs vDF-f vDF_max t vS’(fs) t vS’(fsa) Cambiada de nivel y adelantada -180º 0º 180º fe– fsa vDF-f’ 0,5·vDF_max -0,5·vDF_max vDF t vDF-f vDF’ t vDF-f’ ATE-UO DCEC sint 42

44 Detector de fases basado en “biestable RS activado por flanco” (VI)
Ventajas: La diferencia de fases máxima posible es de 360º. En este caso: 0º < (fe – fs) < 360º. El valor de la constante KDF es KDF = vDF_max/(2p), es decir, no depende de la amplitud de las señales. Inconvenientes: El filtro es de la frecuencia de la señal generada (no del doble). El circuito digital es relativamente complejo, por lo que no puede operar a frecuencias muy altas. ATE-UO DCEC sint 43

45 Detector fase-frecuencia (I)
Idea general: Conseguir tener el equivalente a dos detectores basados en biestables activados por flancos: uno que funcione para diferencias de fases relativas de entre 0º y 360º y otro entre –360º y 0º. 180º 0º 360º fe– fs vDF-f vDF_max 180º 0º 360º fe– fs vDF-f vDF_max -180º -360º -vDF_max ATE-UO DCEC sint 44

46 Detector fase-frecuencia (II)
vE’ KDF vDF vS’ vE vS 180º 0º 360º fe– fs vDF-f vDF_max -180º -360º -vDF_max ATE-UO DCEC sint 45

47 Detector fase-frecuencia (III)
vDF-f vDF-f vDF-f t vU vE’ vS’ vD vDF vE’ t vS’ vU vDF vD vE’ t vS’ vU vDF vD ATE-UO DCEC sint 46

48 Detector fase-frecuencia (IV)
Una transferencia como ésta, no repetitiva al crecer la diferencia de fases, es más deseable. Circuito real usado en el PLL CD4046 ATE-UO DCEC sint 47

49 Detector fase-frecuencia (V)
¿Cómo es uno de estos circuitos? S R Q vE’ vS’ VU VD ATE-UO DCEC sint 48

50 Detector fase-frecuencia (VI)
Circuito integrado de ejemplo ATE-UO DCEC sint 49

51 Detector fase-frecuencia (VII)
Otro circuito integrado de ejemplo ATE-UO DCEC sint 50

52 Detector fase-frecuencia (VIII)
Ventajas: La diferencia de fases máxima posible es de 720º. En este caso: -360º < (fe – fs) < 360º. Se puede conseguir una transferencia no repetitiva que informa sobre cuál de las dos frecuencias es mayor. Es el detector de fase con mejor enganche. El valor de la constante KDF no depende de la amplitud de las señales. Inconvenientes: El filtro es de la frecuencia de la señal generada. El circuito digital es relativamente complejo, por lo que no puede operar a frecuencias muy altas. ATE-UO DCEC sint 51

53 Detector fase-frecuencia con bomba de carga (I)
Realización física de este bloque S R Q vE’ vS’ - VU vDF VD + vF G0 vC C1 R2 R1 + - Cf VU VD vC Es como el circuito de la transparencia ATE-UO DCEC sint 26, pero en modo diferencial. ATE-UO DCEC sint 52

54 Detector fase-frecuencia con bomba de carga (II)
Otro modo frecuente de realizar físicamente este bloque. C1 R2 R1 + - Cf VU VD vC Rs Frecuentemente se realizan físicamente de otra forma: la bomba de carga. ATE-UO DCEC sint 53

55 Detector fase-frecuencia con bomba de carga (III)
+ VCC Cf VU VD vC gm·VD gm·VU 10 102 1 -80 -60 -40 -20 20 40 103 104 105 106 107 fp1 fz fp2 f [Hz] ú G(f)ú [dB] Gmf ATE-UO DCEC sint 54

56 Detector fase-frecuencia con bomba de carga (IV)
Ejemplo de PLL con bomba de carga: Bomba de carga ATE-UO DCEC sint 55

57 Detector fase-frecuencia sin bomba de carga
Ejemplo de PLL sin bomba de carga: Detector fase-frecuencia Filtro y regulador VCO Salida Salida 8 Divisores fijos ATE-UO DCEC sint 56

58 Ideas generales sobre el modelado dinámico (I)
Idea fundamental del modelado dinámico: establecer las relaciones existentes entre los incrementos de las variables de un sistema. Normalmente se buscan relaciones lineales. Proceso de modelado: Y X Y X Y X Y = F(X) x y  YA XA y = [F(X)/X]A·x Función lineal tg= [F(X)/X]A 1º- Obtención de las ecuaciones del proceso. 2º- Elección del “punto de trabajo”. 3º- Linealización respecto al “punto de trabajo”. 4º- Cálculo de transformadas de Laplace. ATE-UO DCEC sint 57

59 Ideas generales sobre el modelado dinámico (II)
Función de partida: Y = F(X) Función linealizada en A: y = f(x) = m·x Y X Y X x y XA YA Siendo: X = XA + x Y  YA + y = YA + m·x m = [F(X)/X]A Ejemplo en electrónica analógica: vBE = VBE_A + vbe iB  IB_A + ib = IB_A + gA·vBE gA= [iB(vBE)/vBE]A ATE-UO DCEC sint 58

60 Modelado dinámico de un PLL (I)
vE = VEPsen(fE) vS = VSPsen(fs) vE vS Salida del VCO vDF vF G0 vC KDF Empezamos por fijar el punto de trabajo estático del VCO (subíndice 0): vC = VC_0, lo que implica fS = FS_0 o wS = WS_0. Después perturbamos el punto de trabajo: vC = VC_0 + vc fS = FS_0 + fs wS = WS_0 + ws Valor total Valor estático Valor linealizado Valor total Valor estático Valor linealizado Valor total Valor estático Valor linealizado ATE-UO DCEC sint 59

61 Modelado dinámico de un PLL (II)
Ahora analizamos qué pasa con las fases (integrando la expresión de las frecuencias angulares): wS = WS_0 + ws fS = WS_0·t + fs fS = FS_0 + fs Valor total = fase absoluta Valor linealizado = fase relativa Valor estático = fase que crece uniformemente fE = WS_0·t + fe fe(t1) t fE(t) WS_0·t t1 fE(t1) WS_0·t1 Normalmente WS_0 se elige para que fe y fs estén acotadas ATE-UO DCEC sint 60

62 Modelado dinámico de un PLL (III)
vE = VEPsen(fE) vS = VSPsen(fs) vE vS Salida del VCO vDF vF G0 vC KDF - VCO fE fS vDF Conv. f/V vC Filtro pasa-bajos y regulador fE - fS Diagrama de bloques antes de linealizar ATE-UO DCEC sint 61

63 Modelado dinámico de un PLL (IV)
- VCO fE fS vDF Conv. f/V vC Filtro pasa-bajos y regulador fE - fS Diagrama de bloques antes de linealizar Ganancia de cada bloque: Convertidor f/V: vDF = KDF·(fE - fS) + Vcte. Filtro pasa-bajos y regulador: vC = F(vDF). VCO: existe relación directa entre vC y frecuencia: fS = G(vC).  t Por tanto: fS(vC) = f0 + 2p· G(vC)·dt. ATE-UO DCEC sint 62

64 Modelado dinámico de un PLL (V)
Linealizamos cada bloque: Convertidor f/V: vdf = KDF·(fE - fS) = KDF·(fe - fs). Filtro pasa-bajos y regulador: vc = F(vdf ). VCO: como fs = KV ·vc,  t entonces: fs(vc) = 2p·KV · vc·dt. - VCO fe fs vdf Conv. f/V vc Filtro pasa-bajos y regulador fe - fs Diagrama de bloques con variables linealizadas ATE-UO DCEC sint 63

65 Modelado dinámico de un PLL (VI)
- Función de transferencia de cada bloque en transformada de Laplace: (NOTA: para simplificar la notación, las variables obtenidas como transformadas de Lapace conservan la misma notación que cuando eran dependientes del tiempo). Convertidor f/V: vdf/(fe – fs) = KDF. Filtro pasa-bajos y regulador: vc/vdf = F(s). VCO: fs/vc = 2p·KV/s. - Por supuesto, se cumple: ws = s·fs y we = s·fe. Modelo dinámico del PLL - fe fs vdf vc fe - fs KDF F(s) 2p·KV /s ATE-UO DCEC sint 64

66 Funciones de transferencia en un PLL (I)
- fe fs vdf vc fe - fs KDF F(s) 2p·KV/s Transferencia fase relativa de entrada a fase relativa de salida: 2p·KV·KDF·F(s)/s Tfe-fs(s) = fs/fe = = 1 + 2p·KV·KDF·F(s)/s 2p·KV·KDF·F(s) s + 2p·KV·KDF·F(s) Transferencia fase relativa de entrada a diferencia de fases: Tfe-Df (s) = (fe – fs)/fe = 1- Tfe-fs(s) = s s + 2p·KV·KDF·F(s) Transferencia diferencia de fases a fase relativa de salida: TDf-fs (s) = fs/(fe – fs) = 2p·KV·KDF·F(s)/s ATE-UO DCEC sint 65

67 Funciones de transferencia en un PLL (II)
- fe, we fs, ws vdf vc fe - fs KDF F(s) 2p·KV/s Transferencia frecuencia relativa de entrada a frecuencia relativa de salida: Twe-ws(s) = ws/we = (s·fs)/(s·fe) = fs/fe = Tfe-fs(s) Transferencia fase relativa de entrada a frecuencia relativa de salida: Tfe-ws (s) = ws/fe = (s·fs)/(fe) = s·Tfe-fs(s) Transferencia frecuencia relativa de entrada a fase relativa de salida: Twe-fs (s) = fs/we = fs/(s·fe) = Tfe-fs(s)/s ATE-UO DCEC sint 66

68 Funciones de transferencia en un PLL (III)
- fe- fs fs fe TDf- fs (s) TDf-fs (s) = 2p·KV·KDF·F(s)/s Tfe-fs(s) = TDf-fs (s) 1 + TDf-fs (s) - fe fs vc KDF F(s) 2p·KV/s - fe fs vc KDF·F(s) 2p·KV/s KDF·F(s) Tfe-vc(s) = vc/fe = = 1 + 2p·KV·KDF·F(s)/s KDF·s·F(s) s + 2p·KV·KDF·F(s) ATE-UO DCEC sint 67

69 Conceptos de Orden y de Tipo de un PLL
- fe- fs fs fe TDf- fs (s) TDf-fs (s) = 2p·KV·KDF·F(s)/s Tfe-fs(s) = TDf-fs (s) 1 + TDf-fs (s) Orden: Número de polos de Tfe-fs(s). Tipo: Número de polos en s = 0 de TDf-fs (s). ATE-UO DCEC sint 68

70 Ejemplo de la determinación del Orden y de Tipo de un PLL
Red RC como filtro: F(s) = 1/(1+ R1·Cf·s). Tfe-fs(s) = = 2p·KV·KDF·F(s) s + 2p·KV·KDF·F(s) 2p·KV·KDF R1·Cf·s2 + s + 2p·KV·KDF Orden 2 (2 polos) TDf-fs(s) = 2p·KV·KDF·F(s)/s = 2p·KV·KDF s·(1+ R1·Cf·s) Tipo 1 (1 polo en s = 0) Como siempre la función de transferencia del integrador tiene un polo en cero, el Tipo mínimo posible es 1. ATE-UO DCEC sint 69

71 Relación entre el Orden y de Tipo de un PLL
La función TDf-fs (s) se puede escribir como: TDf-fs (s) = PN(s)/PD(s) = PN(s)/(sn·P’D(s)) siendo PN(s) y PD(s) los polinomios del numerador y del denominador y P’D(s) la parte del polinomio del denominador sin ceros en cero. Por tanto: Tfe-fs(s) = = = TDf- fs(s) 1 + TDf-fs(s) PN(s)/(sn·P’D(s)) 1 +PN(s)/(sn·P’D(s)) PN(s) sn·P’D(s) + PN(s) Luego el Orden (número de polos de Tfe-fs(s)) ha de ser mayor o igual que Tipo (número de polos en s = 0 de TDf- fs(s), es decir, n. ATE-UO DCEC sint 70

72 Obtención de un PLL de Orden 1 desde uno de Orden 2
- fe fs vdf vc fe- fs KDF 2p·KV/s G0 vf Con filtro RC es de Orden 2: Tfe-fs(s) = 2p·KV·KDF·G0 R1·Cf·s2 + s + 2p·KV·KDF·G0 Si 1/(R1·Cf) > 16·2p·KV·KDF·G0, entonces el factor de amortiguamiento es mayor que 2 y se puede aproximar el sistema por uno de primer orden: Sistema de primer orden Tfe-fs(s) = 2p·KV·KDF·G0 s + 2p·KV·KDF·G0 = 1 t·s +1 El Tipo sigue siendo 1. El PLL de Orden 1 y Tipo 1 es el más simple posible. ATE-UO DCEC sint 71

73 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (I)
fe- fs - fs fe 2p·KV·KDF·G0/s Tfe-fs(s) = 1 t·s +1 siendo: t = 1/(2p·KV·KDF·G0) Cálculo de respuestas Caso 1: Evolución de la frecuencia de salida wS(t) ante escalón en la frecuencia de entrada wE(t). wE t we1 WS_0 wS t WS_0 ? PLL wE(t) wS(t) Escalón en la frecuencia de entrada: we(s) = we1/s  ws(s) = we1/(s·(t·s +1)). ATE-UO DCEC sint 72

74 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (II)
Partimos de ws(s) = we1/(s·(t·s +1)). Calculamos la antitransformada de Laplace  ws(t) = we1(1-e-t/t). 20 40 60 t [ms] ws(t) Magnitudes relativas we1 we(t) t2 = 1ms t1 = 10ms La frecuencia relativa (y absoluta también) de salida acaba coincidiendo con la de entrada después de 3-5 veces t. ATE-UO DCEC sint 73

75 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (III)
Caso 2: Evolución de la diferencia de fases Df = fe - fs ante escalón en la frecuencia de entrada wE(t). - Df(t) fS(t) wE (t) PLL en bucle abierto wE t we1 WS_0 Df t ? Primero calculamos la transferencia entre la fase relativa de entrada a diferencia de fases: Tfe-Df (s) = (fe – fs)/fe = 1- Tfe-fs(s) = t·s t·s +1 Por tanto: Df(s) = Tfe-Df(s)·fe(s). Como: we(s) = we1/s, entonces: fe(s) = we1/s2. Entonces: Df(s) = t·we1/(s·(t·s +1)). ATE-UO DCEC sint 74

76 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (IV)
Partimos de Df(s) = t·we1/(s·(t·s +1)). Calculamos la antitransformada  Df(t) = t·we1(1-e-t/t). 20 40 60 t [ms] Df(t) t1 = 10ms t1·we1 t2 = 1ms t2·we1 La diferencia final de fases crece con t y la rapidez en alcanzar el régimen permanente crece al decrecer t. ATE-UO DCEC sint 75

77 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (V)
- Un método general para calcular la diferencia de fases en régimen permanente ante un escalón de frecuencia para cualquier PLL, aplicado a un PLL de Orden 1 y de Tipo 1: Usando el Teorema del Valor Final. Partimos de Df(s) = t·we1/(s·(t·s +1)), siendo: t = 1/(2p·KV·KDF·G0) = 1/K (siendo K = 2p·KV·KDF·G0). Aplicando el Teorema del Valor Final a Df(s) obtenemos: lim Df(t) = lim s·Df(s) = t   s  0 = we1·t = we1/K. t·s +1 we1·t Luego si queremos que lim Df(t) = 0, entonces K 0. t   Es decir, hace falta un elemento con mucha ganancia en continua en la función de transferencia de bucle abierto. ATE-UO DCEC sint 76

78 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (VI)
Evolución temporal de las señales ante un escalón en la frecuencia de entrada: wE t we1 WS_0 Escalón en la frecuencia we1 = 0,25 WS_0 vS vE Df Df()=t·we1 La frecuencia final de salida coincide con la nueva frecuencia de entrada, pero se genera un desfase que depende de t. ATE-UO DCEC sint 77

79 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (VII)
Caso 3: Evolución de la frecuencia relativa de salida wS(t) ante escalón en la fase relativa de entrada fE(t). fe1 fE t wS t WS_0 ? PLL fE(t) wS(t) Escalón en la fase de entrada: fe(s) = fe1/s. Calculamos la frecuencia relativa de salida en función de la frecuencia relativa de entrada: ws(s) = Tfe-fs(s)·we(s). Relacionamos fase relativa y frecuencia relativa en la entrada: we(s) = s·fe(s). Por tanto: ws(s) = Tfe-fs(s)·s·fe1/s = fe1/(t·s +1). ATE-UO DCEC sint 78

80 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (VIII)
Partimos de ws(s) = fe1/(t·s +1)). Calculamos la antitransformada de Laplace  ws(t) = (fe1/t)·e-t/t. t2 = 1ms fe1/t2 5 7,5 10 t [ms] ws(t) Magnitudes relativas t1 = 10ms fe1/t1 La frecuencia relativa (y absoluta también) de salida acaba coincidiendo con la de entrada después de 3-5 veces t. La discrepancia inicial es mayor cuanto menor es t. ATE-UO DCEC sint 79

81 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (IX)
Caso 4: Evolución de la diferencia de fases Df = fe - fs ante escalón en la fase relativa de entrada fE(t). - Df(t) fS(t) fE (t) PLL en bucle abierto fe1 fE t Df t ? Escalón en la fase de entrada: fe(s) = fe1/s. La función de transferencia entre la fase relativa de entrada y la diferencia de fases es: Tfe-Df (s) = t·s t·s +1 Por tanto: Df(s) = Tfe-Df(s)·fe(s) = (fe1/s)·t·s·/(t·s +1). Es decir: Df(s) = t·fe1/(t·s +1). ATE-UO DCEC sint 80

82 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (X)
Partimos de Df(s) = t·fe1/(t·s +1). Calculamos la antitransformada de Laplace  Df(t) = fe1·e-t/t. 20 40 60 t [ms] Df(t) fe1 t1 = 10ms t2 = 1ms La diferencia final de fases decrece y se anula después de 3-5 veces t. ATE-UO DCEC sint 81

83 PLL de Orden 1 y de Tipo 1 (XI)
Evolución temporal de las señales ante un escalón en la fase de entrada: fe1 fE t Escalón en la fase fe1 = p/2 vosc ve Df La frecuencia y la fase de la señal de salida coinciden finalmente con las de la señal de entrada. ATE-UO DCEC sint 82

84 PLL de Orden 2 y de Tipo 1 (I)
Supongamos el siguiente conjunto filtro-regulador: fp2 tiene como misión filtrar, mientras que fp1 y fz tienen como misión actuar como reguladores (determinar la dinámica del PLL). Supongamos que fp2 >> fz. 10 102 1 -80 -60 -40 -20 20 103 104 105 106 107 fp1 fz f [Hz] ú G(f)ú [dB] Sin fp2 ATE-UO DCEC sint 83

85 PLL de Orden 2 y de Tipo 1 (II)
- fe fs vdf vc fe- fs KDF 2p·KV/s G0 vf Función de transferencia del filtro-regulador : F(s) = (1+ R2·C1·s)/[1+ (R1 + R2)·C1·s] Función de transferencia del PLL en bucle abierto: TDf- fs (s) = 2p·KV·KDF·G0·F(s)/s = 2p·KV·KDF·G0·(1+R2·C1·s) s·[1+(R1+R2)·C1·s] Tipo 1 (1 polo en s = 0) ATE-UO DCEC sint 84

86 PLL de Orden 2 y de Tipo 1 (III)
Tfe-fs(s) = TDf-fs (s) 1 + TDf-fs (s) TDf- fs (s) = 2p·KV·KDF·G0·(1+R2·C1·s) s·[1+(R1+R2)·C1·s] Tfe-fs(s) = 2p·KV·KDF·G0·(1+R2·C1·s) s·[1+(R1+R2)·C1·s] + 2p·KV·KDF·G0·(1+R2·C1·s) Tfe-fs(s) = 2p·KV·KDF·G0·(1+R2·C1·s) (R1+R2)·C1·s2 + (1+ 2p·KV·KDF·G0·R2·C1)·s + 2p·KV·KDF·G0 ·s ·s +1 Tfe-fs(s) = 1+R2·C1·s 2p·KV·KDF·G0 (R1+R2)·C1 1+ 2p·KV·KDF·G0·R2·C1 Orden 2 (2 polos) ATE-UO DCEC sint 85

87 PLL de Orden 2 y de Tipo 1 (IV)
Reagrupando términos: s2/(wp1·K) + s·(1+K/wZ)/K + 1 Tfe-fs(s) = 1 + s/wZ siendo: wZ = 1/(R2·C1), wp1 = 1/[(R1+R2)·C)] y K = 2p·KV·KDF·G0. Estudiamos, como ejemplo, la respuesta ante un escalón en la frecuencia de entrada: we(s) = we1/s  s·(s2/(wp1·K) + s·(1+K/wZ)/K + 1) ws(s) = Tfe-fs(s)·we(s) = (1 + s/wZ)·we1 ATE-UO DCEC sint 86

88 PLL de Orden 2 y de Tipo 1 (V)
Ejemplo: K = Hz/rad wp1 = 106p rad/s wZ = 5·106p rad/s. 2 4 6 t [ms] we1 ws(t) wZ = 5·106p rad/s wZ =  K = 107 wZ   K = 106 K = 105 wZ =  Con wZ   se puede optimizar la respuesta dinámica. ATE-UO DCEC sint 87

89 PLL de Orden 2 y de Tipo 1 (VI)
- Estudiamos, como ejemplo, la diferencia de fases final ante un escalón en la frecuencia de entrada. La transferencia entre fase de entrada y diferencia de fases vale: Tfe-Df (s) = 1- Tfe-fs(s) = s2/(wp1·K) + s·(1+K/wZ)/K + 1 s2/(wp1·K) + s/K Como we(s) = we1/s, entonces: fe(s) = we(s)/s = we1/s2. La diferencia de fases valdrá: Df(s) = Tfe-Df (s)·fe(s). Aplicando el Teorema del Valor Final a Df(s) obtenemos: lim Df(t) = lim s·Df(s) = t   s  0 = we1/K s2/(wp1·K) + s·(1+K/wZ)/K + 1 we1·[s/(wp1·K) + 1/K] Luego si queremos que lim Df(t) = 0, entonces K . t   Es decir, hace falta un elemento con mucha ganancia en continua en la función de transferencia de bucle abierto. ATE-UO DCEC sint 88

90 PLL de Orden 2 y de Tipo 2 (I)
Supongamos el siguiente conjunto filtro-regulador: fp2 tiene como misión filtrar, mientras que fp1 y fz tienen como misión actuar como reguladores (determinar la dinámica del PLL). Supongamos que fp2 >> fz. 10 102 1 -80 -60 -40 -20 20 40 103 104 105 106 107 fz f [Hz] ú G(f)ú [dB] Gmf Sin fp2 ATE-UO DCEC sint 89

91 PLL de Orden 2 y de Tipo 2 (II)
Función de transferencia F(s) del filtro usado: F(s) = - (1+ R2·C1·s)/(R1·C1·s)  F(s) = - (1+ s/wZ)/(R1·C1·s), siendo: wZ = 1/(R2·C1). TDf- fs(s) = 2p·KV·KDF·F(s)/s = -2p·KV·KDF·(1 + R2·C1·s) s2·R1·C1 Tipo 2 (2 polos en s = 0) ATE-UO DCEC sint 90

92 PLL de Orden 2 y de Tipo 2 (III)
Tfe-fs(s) = TDf-fs (s) 1 + TDf-fs (s) TDf- fs(s) = -2p·KV·KDF·(1 + R2·C1·s) s2·R1·C1 Tfe-fs(s) = -2p·KV·KDF·(1 + R2·C1·s) s2·R1·C1 - 2p·KV·KDF·(1 + R1·C1·s) Tfe-fs(s) = -2p·KV·KDF·(1 + R2·C1·s) R1·C·s2 - 2p·KV·KDF·R2·C1·s - 2p·KV·KDF Tfe-fs(s) = 1 + R2·C1·s ·s2 + R2·C1·s + 1 -2p·KV·KDF R1·C1 Orden 2 (2 polos) ATE-UO DCEC sint 91

93 PLL de Orden 2 y de Tipo 2 (IV)
Tfe-fs(s) = 1 + R2·C1·s ·s2 + R2·C1·s + 1 -2p·KV·KDF R1·C PLL de Orden 2 y de Tipo 2 Diapositiva ATE-UO DCEC sint 91 s2/(wp1·K) + s·(1+K/wZ)/K + 1 Tfe-fs(s) = 1 + s/wZ PLL de Orden 2 y de Tipo 1 Diapositiva ATE-UO DCEC sint 86 El resultado es semejante al obtenido en el PLL de Orden 2 y Tipo 1. Luego se puede optimizar de igual forma la respuesta dinámica. La ventaja es que al ser de Tipo 2 se anula la diferencia de fases en régimen permanente ante un escalón de frecuencia. ATE-UO DCEC sint 92

94 PLL de Orden 2 y de Tipo 2 (V)
OJO: Para que el lazo sea estable KV·KDF < 0 lo que significa que o bien KV < 0 o KDF < 0. En caso contrario, el PLL sería inestable, a menos que el detector de fases cambie el signo de KDF en función de la diferencia de fases. Otra forma de realizar un PLL de Orden 2 y Tipo 2: En este caso, el filtro-regulador tiene ganancia positiva en continua. Tfe-fs(s) = 1 + (R1+R2)·C1·s ·s2 + (R1+ R2)·C1·s + 1 2p·KV·KDF R1·C1 ATE-UO DCEC sint 93

95 Parámetros característicos de los PLLs (I)
Margen de mantenimiento estático (hold-in range): Es la diferencia de frecuencias de entrada entre las que el lazo permanece enganchado en las siguientes condiciones: partimos del lazo enganchado y cambiamos la frecuencia de entrada muy lentamente. Margen de mantenimiento dinámico (pull-out range): Es la diferencia de frecuencias de entrada entre las que el lazo permanece enganchado en las siguientes condiciones: partimos del lazo enganchado y cambiamos la frecuencia de entrada bruscamente (es, por tanto, el valor del escalón de frecuencia de entrada que acabamos de dar). Margen de enganche lineal (lock-in range): Es la diferencia de frecuencias de entrada entre las que el lazo se engancha trabajando el detector de fases de forma lineal. Margen de enganche no lineal (pull-in range): Es la diferencia de frecuencias de entrada entre las que el lazo se engancha aunque el detector de fases llegue a trabajar de forma no lineal. ATE-UO DCEC sint 94

96 Parámetros característicos de los PLLs (II)
FS_0 Margen de mantenimiento estático (hold-in) Margen de enganche no lineal (pull-in) Margen de mantenimiento dinámico (pull-out) Margen de enganche lineal (lock-in) Error de fase: Es la diferencia de fases de entrada y salida. Depende del tipo de detector de fases y del filtro-regulador usados y, a veces en la realidad, de la frecuencia de oscilación. ATE-UO DCEC sint 95

97 Ejemplo de PLL en un circuito integrado: el LM 565 (I)
Esquema de bloques ATE-UO DCEC sint 96

98 Ejemplo de PLL en un circuito integrado: el LM 565 (II)
Esquema interno Detector de fases Amp. Op. VCO ATE-UO DCEC sint 97

99 Idea básica de un sintetizador de frecuencia con PLL
Trasparencia ATE-UO DCEC sint 15 fS Programación del contador Cuando el PLL está enganchado, fXtal = fS/N  fS = fXtal·N. Luego podemos cambiar la frecuencia fS cambiando N. ATE-UO DCEC sint 98

100 Sintetizador de frecuencia con PLL de divisor programable
VCO KDF NP fXtal fS=NP·fXtal Programación del contador La frecuencia de salida cambia a escalones DfS = fXtal. Problema: los contadores programables tienen frecuencias máximas de uso no muy altas  Solución: combinar contadores fijos y programables. ATE-UO DCEC sint 99

101 Programación del contador
Sintetizador de frecuencia con PLL de divisor fijo y divisor programable Programación del contador fS=NF·NP·fXtal KDF NP fXtal NF La frecuencia de salida es fS = NF·NP·fXtal. La frecuencia de salida cambia a escalones DfS = NF·fXtal. Problema: fXtal acaba siendo demasiado pequeña  filtro de relativamente baja frecuencia  cambios de frecuencia lentos  Solución: sintetizador con divisor de doble módulo. ATE-UO DCEC sint 100

102 Sintetizadores de frecuencia con PLL y con divisor de doble módulo (I)
fXtal fS=N·fXtal NP (P+1)/P Reset (P+1)/P A KDF NP En este caso: fS=N·fXtal, siendo: N = NP·P + A. A NP_max  NP  NP_min y Amax  A  1. ATE-UO DCEC sint 101

103 N = (P+1)·A + P·(NP-A) = NP·P + A.
Sintetizadores de frecuencia con PLL y con divisor de doble módulo (II) Necesariamente tiene que ser NP_min  Amax. El bloque “(P+1)/P” divide inicialmente por P+1 y sólo cambia a dividir por P cuando el bloque “A” ha contado A pulsos a la salida del bloque “(P+1)/P”, es decir, (P+1)·A pulsos del VCO. A partir de ese momento, aún quedan (NP-A) pulsos a la salida del bloque “(P+1)/P” para que se complete un ciclo de conteo, es decir, P·(NP-A) pulsos del VCO. Por tanto, el número total de pulsos N para completar un ciclo de conteo a la salida del bloque “N” es: N = (P+1)·A + P·(NP-A) = NP·P + A. ATE-UO DCEC sint 102

104 NP·P + (Amax +1) = (NP + 1)·P + 1
Sintetizadores de frecuencia con PLL y con divisor de doble módulo (III) Supongamos que queremos que varíe la generación de frecuencias a escalones siempre constantes. Entonces tiene que cumplirse: NP·P + (Amax +1) = (NP + 1)·P + 1 Aumentar en 1 el valor Amax = Poner el mínimo en A (=1) y aumentar NP en 1 Por tanto: Amax = P. Si Amax > P, la misma frecuencia se puede generar con dos combinaciones distintas de A y de NP. Si Amax < P, quedan frecuencias sin generar. Por tanto, siempre Amax  P. ATE-UO DCEC sint 103

105 Sintetizadores de frecuencia con PLL y con divisor de doble módulo (IV)
Como: NP_max  NP  NP_min, Amax  A  1, NP_min  Amax  P y N = NP·P + A, entonces: Nmin_posible = P2 + 1. Los escalones de frecuencia de salida son: DfS = (NP·P + A+1)·fXtal - (NP·P + A)·fXtal = fXtal. Valores normalizados de P son: 5, 8, 15, 20, 32, 40 y 80. ATE-UO DCEC sint 104

106 PLL sintetizador para transmisor de CB (Citizens Band) de 26,965 MHz a 27,405 MHz en saltos de 10 kHz (I) 1º- Con divisor programable: Como necesitamos DfS= 10 kHz, supongamos que elegimos fXtal = 10 kHz. Y como fS = NP·fXtal, entonces sería NP_min = 2696,5 y NP_max = 2740,5. Pero esto no es válido porque los divisores deben ser números enteros. Tenemos que multiplicar estos valores por 2 (NP_min = y NP_max = 5481) y dividir fXtal por 2 (fXtal = 5 kHz). ATE-UO DCEC sint 105

107 fXtal = 5 kHz 26,965 MHz- 27,405 MHz 5393  NP  5481
PLL sintetizador para transmisor de CB (Citizens Band) de 26,965 MHz a 27,405 MHz en saltos de 10 kHz (II) 5393  NP  5481 26,965 MHz- 27,405 MHz fXtal = 5 kHz Se generan frecuencias a saltos de 5 kHz (no es un problema). El divisor programable es una frecuencia bastante alta (aunque posible). ATE-UO DCEC sint 106

108 PLL sintetizador para transmisor de CB (Citizens Band) de 26,965 MHz a 27,405 MHz en saltos de 10 kHz (III) 2º- Con divisores fijo y programable: Supongamos que queremos que la frecuencia en la entrada del divisor programable sea menor que 5 MHz. Entonces elegimos NF = 8, de tal forma que la frecuencia máxima a la entrada del divisor programable sea 27,405/8 = 3, MHz < 5 MHz. Como realmente necesitamos DfS = 5 kHz, entonces fXtal = DfS/NF = 625 Hz. Los valores de NP serán NP= fS/(NF·fXtal), es decir: NP_min = y NP_max = 5481 (lo mismo que en el caso anterior). ATE-UO DCEC sint 107

109 PLL sintetizador para transmisor de CB (Citizens Band) de 26,965 MHz a 27,405 MHz en saltos de 10 kHz (IV) 5393  NP  5481 26,965 MHz- 27,405 MHz fXtal = 625 Hz El divisor programable es de frecuencia más baja (más asequible). La frecuencia del oscilador es bastante baja, por lo que también lo es la de corte del filtro y, por lo tanto, el lazo y el sintetizador son lentos. ATE-UO DCEC sint 108

110 PLL sintetizador para transmisor de CB (Citizens Band) de 26,965 MHz a 27,405 MHz en saltos de 10 kHz (V) 3º- Con divisor de doble módulo: Mantenemos en 5 MHz la máxima frecuencia en la entrada del divisor programable. Elegimos P = 8. Como necesitamos DfS = 5 kHz, entonces fXtal = 5 kHz. Elegimos Amax = P = 8. Los valores máximo y mínimo de N son los mismos que los calculados antes para NP: Nmin = 5393 y Nmax = 5481 Por tanto: Nmin = 5393 = NP_min·8 + AN_min  Hay que solucionar esta ecuación con valores enteros de NP_min y AN_min. ATE-UO DCEC sint 109

111 PLL sintetizador para transmisor de CB (Citizens Band) de 26,965 MHz a 27,405 MHz en saltos de 10 kHz (VI) Solucionamos 5393 = NP_min·8 + AN_min para los valores posibles (enteros) de AN_min: AN-min 1 2 3 4 5 6 7 8 NP_min 674 673,875 673,75 673,625 673,5 673,375 673,25 673,125 Luego: AN_min = 1 y NP_min = 674. Igualmente solucionamos: Nmax = 5481 = NP_max·8 + AN_max AN_max 1 2 3 4 5 6 7 8 NP_max 685 684,875 684,75 684,625 684,5 684,375 684,25 684,125 Resumen: 26,965 MHz  NP = 674 y A = 1 27,405 MHz  NP = 685 y A = 1 Luego: AN_max = 1 y NP_max = 685. ATE-UO DCEC sint 110

112 PLL sintetizador para transmisor de CB (Citizens Band) de 26,965 MHz a 27,405 MHz en saltos de 10 kHz (VII) 26,965 MHz  NP=674 y A=1. 27,405 MHz  NP=685 y A=1. fXtal = 5 kHz 674NP685 1A8 ATE-UO DCEC sint 111

113 Sintetizadores de frecuencia con PLLs y con mezclador (I)
Permiten sintetizar frecuencias mayores que las de funcionamiento de los divisores de frecuencia: pasa-bajos fXtal2 VCO KDF NP fXtal1 fS Se cumple: (fS - fXtal2)/NP = fXtal1  fS = fXtal1·NP + fXtal2. ATE-UO DCEC sint 112

114 Sintetizadores de frecuencia con PLLs y con mezclador (II)
pasa-bajos VCO1 KDF1 NP1 fXtal1 fS1 fS2 pasa-bajos VCO2 KDF2 NP2 fXtal2 ATE-UO DCEC sint 113

115 Sintetizadores de frecuencia con PLLs y con mezclador (III)
Se cumple: (fS1 – fS2)/NP1 = fXtal1 y fS2/NP2 = fXtal2. Por tanto: fS1 = fXtal1·NP1 + fXtal2·NP2. ATE-UO DCEC sint 114

116 Oscilador heterodino:
Otros sistemas de generación precisa de señales de alta frecuencia sin PLLs (antiguos sistemas analógicos) (I) Oscilador heterodino: fS = fXtal + fVFO VFO fXtal fVFO Oscilador a cristal: de frecuencia relativamente alta y precisa, pero constante. Oscilador de frecuencia variable (VFO): frecuencia menos precisa, pero variable. ATE-UO DCEC sint 115

117 Multiplicadores de frecuencia y oscilador heterodino:
Otros sistemas de generación precisa de señales de alta frecuencia sin PLLs (antiguos sistemas analógicos) (II) Multiplicadores de frecuencia y oscilador heterodino: Los multiplicadores de frecuencia se usaban para generar frecuencias mayores que las posibles con cristales de cuarzo reales. Ejemplo con un duplicador: VFO fXtal fVFO fs Multiplicador de frecuencia por 2 fs = 2·fXtal + fVFO Por generación de armónicos al trabajar un semiconductor de forma no lineal se pueden construir triplicadores, quintuplicadores, etc. ATE-UO DCEC sint 116

118 Contador de la dirección
Bases teóricas de los Sintetizadores Digitales Directos (Direct Digital Synthesizers, DDSs) (I) nCDA bits Registro Contador de la dirección nD bits “Lookup table” de la función seno Reloj Reloj t Convertidor D/A Valores de la dirección de lectura en la tabla t Salida del convertidor D/A t pasa-bajos vS = VSsen(wSt) ATE-UO DCEC sint 117

119 Bases teóricas de los Sintetizadores Digitales Directos (Direct Digital Synthesizers, DDSs) (II)
Problema: para modificar la frecuencia de la senoide generada hay que cambiar la frecuencia del reloj, lo que no resulta práctico. Reloj t Salida del convertidor D/A vS Reloj t Salida del convertidor D/A vS A f1 A f2 < f1 ATE-UO DCEC sint 118

120 Concepto de acumulador de fases para un DDS (I)
n bits Dato M en n bits Registro de incremento de fase M M = palabra de frecuencia + Registro del acumulador de fases n bits Reloj Normalmente n está comprendido entre 24 y 32. Por simplicidad, vamos a mostrar cómo funciona el acumulador de fases con n = 4. Por tanto, se pueden cargar 2n = 24 = 16 valores distintos de M. Supongamos inicialmente que M es 1 (es decir, 00012). ATE-UO DCEC sint 119

121 Concepto de acumulador de fases para un DDS (II)
Ciclo M Reg. del acum. de fases en t Reg. del acum. de fases en t+Dt 1º 0001 0000 2º 0010 3º 0011 4º 0100 5º 0101 6º 0110 7º 0111 8º 1000 9º 1001 10º 1010 11º 1011 12º 1100 13º 1101 14º 1110 15º 1111 16º 17º M = 1 (00012). Supongamos que el registro del acumulador de fases está cargado inicialmente con 0 (00002). Vemos que se produce “desbordamiento” después de 24 = 16 ciclos, por lo que el registro del acumulador de fases se pone a ATE-UO DCEC sint 120

122 Concepto de acumulador de fases para un DDS (III)
Ciclo M Reg. del acum. de fases en t Reg. del acum. de fases en t+Dt 1º 0100 0000 2º 1000 3º 1100 4º 5º 6º 7º 8º 9º 10º 11º 12º 13º 14º 15º 16º 17º Supongamos ahora que M = 4 (01002). Como antes, partimos de que el registro del acumulador de fases está cargado inicialmente con 0 (00002). Ahora el “desbordamiento” se produce cada 16/4 = 4 ciclos. Si 2n no es divisible por n, el resultado final no es 00002, por lo que el siguiente ciclo es distinto. ATE-UO DCEC sint 121

123 Concepto de acumulador de fases para un DDS (IV)
Nos fijamos ahora en los 2 bits más significativos Cuando M = 1, los 2 bits más significativos cambian cada 4 ciclos. Cuando M = 4, los 2 bits más significativos cambian cada ciclo. ATE-UO DCEC sint 122

124 Concepto de acumulador de fases para un DDS (V)
Valores del número formado por los 2 bits más significativos t Con M = 1 t Con M = 4 Esta información se puede usar para acceder a una “Lookup table” con los valores de la función seno. Con M = 4 la frecuencia será 4 veces mayor que con M = 1. ATE-UO DCEC sint 123

125 Estructura real de un DDS (I)
n bits Dato M en n bits Registro de incremento de fase M M = palabra de frecuencia + Registro del acumulador de fases nD bits Reloj n-nD bits truncados Registro + convert. D/A “Lookup table” de la función seno nCDA bits pasa-bajos vS = VSsen(wSt) ATE-UO DCEC sint 124

126 Estructura real de un DDS (II)
Valores de la dirección de lectura en la tabla (nD bits) t Salida del convertidor D/A M = M1 Valores de la dirección de lectura en la tabla (nD bits) t Salida del convertidor D/A M = 2M1 Se consigue leyendo la tabla “al revés” ATE-UO DCEC sint 125

127 Estructura real de un DDS (III)
Valores reales de los números de bits usados: n = bits nD = bits nCDA = 12 bits ATE-UO DCEC sint 126

128 Ecuaciones de un DDS (I)
Ecuación de sintonía con la senoide completa almacenada en la tabla: M senoides t Valores de la dirección de lectura en la tabla t Salida del conv. D/A Reloj Tclock TS t Reloj 2n ciclos de reloj 2n·Tclock = M·Ts  fs = M·fclock/2n ATE-UO DCEC sint 127

129 Ecuaciones de un DDS (II)
Valor de los escalones de frecuencia: Dfs = (M+1)·fclock/2n - M·fclock/2n = fclock/2n Ejemplo: Con n = 32 y fclock = 125 MHz, Dfs = 0,029 Hz (¡es pequeñísimo !) Un DDS permite una sintonía casi continua Hemos visto en ATE-UO DCEC sint 121 que si 2n no es divisible por n, el contenido del registro del acumulador de fases al producirse el “desbordamiento” no coincide exactamente con el inicial, por lo que el siguiente ciclo es distinto. Esto tiene un efecto muy limitado con los valores normales de n y nD (por ejemplo, 32 y 14 bits). Sin embargo, si desea conocer la frecuencia exacta de repetición la fórmula (no demostrada) es: fs_rep = mcd(M, 2n)·fclock/2n mcd: máximo común divisor ATE-UO DCEC sint 128

130 Ejemplo de circuito integrado para DDS
Reloj del DDS Introducción del valor de M, la fase y el control, en serie o en paralelo Reloj del sistema de entrada del valor de M, la fase y el control ATE-UO DCEC sint 129