Electrónica de Comunicaciones

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1 Electrónica de Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Osciladores. 3- Mezcladores y su uso en modulación y demodulación. 4- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Amplificadores de potencia para RF. 7- Moduladores. 8- Demoduladores. 9- Tipos y estructuras de receptores de RF. 10- Tipos y estructuras de transmisores de RF. 11- Transceptores para radiocomunicaciones. ATE-UO EC mez 00

2 3- Mezcladores y su uso en modulación y demodulación
Idea fundamental: Obtener una señal cuya frecuencia sea la suma o la diferencia de la frecuencia de otras dos Mezclador Señal de frecuencias (f1+ f2) y ½f1 - f2½ O señal de frecuencia (f1 + f2) O señal de frecuencia ½f1 - f2½ Señal de frecuencia f1 Señal de frecuencia f2 ATE-UO EC mez 01

3 Teoría del mezclador con un diodo
+ - vs R v1 v2 vD Realización práctica sin terminal común en las fuentes iD + v1 = V1cosw1t v2 = V2cosw2t vs Idea general Ecuaciones: vs + vD = v1 + v2 vs = R·iD iD ≈ kA·vD + kB·vD2 vs << vD, v1, v2 vD ≈ v1 + v2 vs ≈ R[0,5kBV12 + 0,5kBV22 + kAV1cosw1t + kAV2cosw2t + 0,5kBV12cos(2w1t) + 0,5kBV22cos(2w2t) + kBV1V2cos(w1+w2)t + kBV1V2cos(w1-w2)t] Nos sobran las componentes de continua y de frecuencias f1, f2 2f1 y 2f2 ATE-UO EC mez 02

4 Mezclador con un diodo. Realización práctica
+ - vs R v1 v2 vD Realización práctica con terminal común en las fuentes y la carga + - vs R v1 v2 + - vs R v1 v2 vD R1 Realización práctica sin transformador y con terminal común en las fuentes y la carga ATE-UO EC mez 03

5 vD1 iD1 vD iD + R vs1 + + - R vs vs - - vs2 R + - iD2 vD2
Teoría del mezclador equilibrado con dos diodos + - vs R v1 v2 vD iD + - vs + - vs2 v1 iD2 vD2 R vs1 ≈ R[0,5kBV12 + 0,5kBV22 + kAV1cosw1t + kAV2cosw2t + 0,5kBV12cos(2w1t) + 0,5kBV22cos(2w2t) + kBV1V2cos(w1+w2)t + kBV1V2cos(w1-w2)t] vs2 ≈ R[0,5kBV12 + 0,5kBV22 - kAV1cosw1t + kAV2cosw2t + 0,5kBV12cos(2w1t) + 0,5kBV22cos(2w2t) - kBV1V2cos(w1+w2)t - kBV1V2cos(w1-w2)t] vs = vs1 - vs2 = 2R[kAV1cosw1t + kBV1V2cos(w1+w2)t + kBV1V2cos(w1-w2)t] Sólo nos sobra la componente de frecuencia f1 ATE-UO EC mez 04

6 Mezclador equilibrado con dos diodos. Realización práctica.
v2 + R v1 - vs1 vD1 iD1 vs2 iD2 vD2 vs Mezclador equilibrado con dos diodos. Realización práctica. vs = R·(iD1 - iD2) = vs1 - vs2 + - vD1 vD2 vs R v2 v1 iD1 iD2 iD1 - iD2 1:1:1 ATE-UO EC mez 05

7 vs ≈ 4RkB[V1V2cos(w1+w2)t + V1V2cos(w1-w2)t]
Teoría del mezclador doblemente equilibrado con cuatro diodos (I) R + v1 - vD1 iD1 iD2 vD2 v2 Ecuaciones: iD = f(vD) ≈ kA·vD + kB·vD2 iD1 ≈ f(v1 + v2) iD2 ≈ f(-v1 + v2) iD3 ≈ f(v1 - v2) iD4 ≈ f(-v1 - v2) vs = v13 - v24 = i13R - i24R = R[iD1 - iD3 - iD2 + iD4] + - v13 v24 vs i13 i24 vD3 - + iD3 vD4 - + iD4 vs ≈ 4RkB[V1V2cos(w1+w2)t + V1V2cos(w1-w2)t] Finalmente sólo habrá componentes de (f1+f2) y de ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 06

8 Teoría del mezclador doblemente equilibrado con cuatro diodos (II)
Otra forma de realizar el conexionado de las fuentes y la carga Anterior Nueva R + v1 v2 - vs R + v1 v2 - vs Analizando las ecuaciones se obtiene lo mismo que en el caso anterior, por lo que sólo habrá componentes de (f1+f2) y de ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 07

9 (normalmente diodos Schottky)
Mezclador doblemente equilibrado con cuatro diodos. Realización práctica (I) Primera implementación + - vs R v2 v1 1:1:1 Anillo de diodos (normalmente diodos Schottky) ATE-UO EC mez 08

10 (normalmente diodos Schottky)
Mezclador doblemente equilibrado con cuatro diodos. Realización práctica (II) Segunda implementación + - vs R v2 v1 1:1:1 Anillo de diodos (normalmente diodos Schottky) ATE-UO EC mez 09

11 Módulos comerciales de mezcladores doblemente equilibrados (I)
Circuito interno del módulo Mezclador Oscilador Local (terminal L) Señal de RF (terminal R) Salida de IF (terminal I) ATE-UO EC mez 10

12 Módulos comerciales de mezcladores doblemente equilibrados (II)
ATE-UO EC mez 11

13 Carga de salida de un mezclador con diodos (I)
+ - vs R v1 v2 vD En todos los casos se ha supuesto que la carga era resistiva Mezclador ve2 de frecuencia f2 ve1 de frecuencia f1 vs de frecuencias (f1+ f2) y ½f1 - f2½ Frecuencia ½f1 - f2½ Lo normal es conectar un filtro a la salida Ze filtro La Ze filtro no va a ser resistiva, sino que va a depender de la frecuencia Hay que buscar un tipo de filtro con Ze filtro independiente de la frecuencia. Se puede usar un diplexor ATE-UO EC mez 12

14 Carga de salida de un mezclador con diodos (II)
Diplexor R L C Ecuaciones: Ze1 = Ls + R/(RCs + 1) = (RLCs2 + Ls + R)/(RCs + 1) Ze2 = 1/Cs + RLs/(Ls + R) = (RLCs2 + Ls + R)/[(Ls + R)Cs] Ze, Ye Ze1, Ye1 Ye1 = (RCs + 1)/(RLCs2 + Ls + R) Ye2 = (Ls + R)Cs/(RLCs2 + Ls + R) Ye = (LCs2 + 2RCs + 1)/(RLCs2 + Ls + R) Ze = R·(LCs2 + Ls/R + 1)/(LCs2 + 2RCs + 1) Por tanto, para que Ze = R hace falta: Ze2, Ye2 L/C = 2R2 ATE-UO EC mez 13

15 Carga de salida de un mezclador con diodos (III)
Calculamos las funciones de transferencia vs1/ve = 1/(LCs2 + Ls/R + 1) vs2/ve = LCs2 /(LCs2 + Ls/R + 1) Sustituimos R = (L/2C)1/2: vs1/ve = 1/(LCs2 + (2LC)1/2s + 1) vs2/ve = LCs2 /(LCs2 + (2LC)1/2s + 1) R L C + - vs2 vs1 ve 0,1fC fC 10fC -40 -30 -20 -10 10 [dB] ½vs2/ve½ ½vs1/ve½ ATE-UO EC mez 14

16 Carga de salida de un mezclador con diodos (IV)
½vs1(jw) /ve(jw)½= ½1/(1 - LCw2 + j·(2LC)1/2w½ ½vs2(jw) /ve(jw)½= ½-LCw2/(1 - LCw2 + j·(2LC)1/2w½ Llamamos wC a la w tal que ½vs1(jw)/ve(jwC)½= ½vs2(jw)/ve(jwC)½ Entonces: wC = 1/(LC)1/2, fC = wC/2p y ½vs1/ve(jwC)½ = -3dB Conocidas las frecuencias fsum = f1 + f2 y fdif = ½f1 - f2½, fC debe colocarse centrado entre ellas en el diagrama de Bode (que es logarítmico): fC = (fsum·fdif)1/2 0,1fC fC 10fC -40 -30 -20 -10 10 [dB] ½vs2/ve½ ½vs1/ve½ Resumen: fC = (fsum·fdif)1/2 fC = 1/[2p(LC)1/2] L/C = 2R2 fdif fC fsum ATE-UO EC mez 15

17 Teoría del mezclador con un transistor bipolar
Realización práctica sin terminal común en las fuentes R + - vs vBE v1 v2 + VCC iC + v1 = V1cosw1t v2 = V2cosw2t vs Idea general Ecuaciones: vBE = v1 + v2 vs = R·iC iC ≈ ISC + kA·vBE + kB·vBE2 IC (VEB=0) = -ISC vs ≈ R[ISC + 0,5kBV12 + 0,5kBV22 + kAV1cosw1t + kAV2cosw2t + 0,5kBV12cos(2w1t) + 0,5kBV22cos(2w2t) + kBV1V2cos(w1+w2)t + kBV1V2cos(w1-w2)t] Nos sobran las componentes de continua y de frecuencias f1, f2 2f1 y 2f2 ATE-UO EC mez 16

18 Mezclador con un transistor bipolar. Realizaciones prácticas (I)
iB Polarización, pero manteniendo la operación no lineal + v1 v2 vBE R - vs + VCC iC Realización práctica con transformador R + - vs vBE v1 v2 + VCC iC ATE-UO EC mez 17

19 Mezclador con un transistor bipolar. Realizaciones prácticas (II)
iB Polarización, pero manteniendo la operación no lineal vBE R + - vs v1 v2 + VCC iC Realización práctica sin transformador. Ahora vBE = v1 - v2, pero las componentes finales son las mismas R + - vs vBE v1 v2 + VCC iC ¡Ojo: circula continua por esta fuente de alterna! ATE-UO EC mez 18

20 Mezclador con un transistor bipolar. Realizaciones prácticas (III)
Filtrado de la frecuencia deseada RB + v1 v2 + VCC RC + VCC RB + v1 v2 R - vs LR CR CB Circuito resonante ATE-UO EC mez 19

21 Mezclador con varios transistores bipolares
Se puede conseguir cancelación de componentes indeseadas por simetrías Montajes equilibrados y doblemente equilibrados Sólo nos sobra la componente de frecuencia f1. Se cancelan las de f2 2f1 y 2f2 Ejemplo de mezclador equilibrado vBE1 + vBE2 Q1 VCC R iC1 1:1:1 iC2 - Q2 vS v1 v2 ATE-UO EC mez 20

22 Diapositiva de la asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos”
Teoría general del mezclador con un transistor de efecto de campo (JFET, MOSFET o MESFET) (I) Diapositiva de la asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos” ATE-UO EC mez 21

23 Teoría general del mezclador con un transistor de efecto de campo (JFET, MOSFET o MESFET) (II)
Otra diapositiva de la asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos” ATE-UO EC mez 22

24 Ecuaciones del transistor bipolar:
Teoría general del mezclador con un transistor de efecto de campo (JFET, MOSFET o MESFET) (III) Ecuaciones del transistor bipolar: iC = ISC - aFISE + aFISEeVBE/VT ≈ ISC + kA·vBE + kB·vBE2 + kC·vBE3 + kD·vBE4 + … Ecuaciones del transistor de efecto de campo: IDPO » ID0PO·(1 + VGS/VPO)2 = ID0PO + 2ID0PO VGS/VPO + ID0PO·(VGS/VPO)2 Sólo hemos considerado estos términos, pero hay más Prácticamente sólo hay estos términos Un transistor de efecto de campo tiene una respuesta “más cuadrática” Þ Sirve mejor para hacer mezcladores ATE-UO EC mez 23

25 Mezclador con un JFET. Realización práctica
+ v1 v2 C2 RG RS + VCC LR CR Circuito resonante R C3 - vs ATE-UO EC mez 24

26 + - R v2 v1 VCC vS Mezclador con dos JFETs. Realización práctica (I)
Ejemplo de mezclador equilibrado con dos JFETs (I) vS + VCC R 1:1:1 - v1 v2 RS CS Sólo habrá componentes de f1, (f1+f2) y de ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 25

27 + - R v1 vS VCC v2 Mezclador con dos JFETs. Realización práctica (II)
Ejemplo de mezclador equilibrado con dos JFETs (II) vS + VCC R 1:1:1 - v1 v2 RS CS Sólo habrá componentes de f1, (f1+f2) y de ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 26

28 Ejemplos de esquemas reales de mezcladores equilibrados con JFETs (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I) ATE-UO EC mez 27

29 Ejemplos de esquemas reales de mezcladores equilibrados con JFETs (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (II) ATE-UO EC mez 28

30 El MOSFET de doble puerta (dual gate MOSFET o Tetrode)
(deplexión) Circuito equivalente Estructura interna Se usan para hacer amplificadores de ganancia controlada (en montaje cascodo) También se usan para hacer mezcladores por el buen aislamiento entre los “puertos” de entrada (las dos puertas) ATE-UO EC mez 29

31 Mezclador con un MOSFET de doble puerta
+ - vs C1 v1 v2 C2 RG1 RS + VCC LR CR Circuito resonante R C3 G1 D S G2 CS RG2 ATE-UO EC mez 30

32 Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (I)
ATE-UO EC mez 31

33 Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (II)
ATE-UO EC mez 32

34 Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (III)
BF961 VG2S = 4 V ATE-UO EC mez 33

35 Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (IV)
BF998 ATE-UO EC mez 34

36 Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (V)
BF998 Comportamiento frente a la tensión en cada una de las puertas ATE-UO EC mez 35

37 Teoría básica de una etapa diferencial (I)
+ VCC R iC1 + - vs Q1 vBE1 vBE2 iC2 - VCC Q2 vB1 vB2 iO vd Ecuaciones: iC1 ≈ Ise vBE1/VT iC2 ≈ ISevBE2/VT iO = iC1/a + iC2/a vd = vB1 - vB2 = vBE1 - vBE2 Por tanto: iC1 ≈ aiO/(1+ e-vd/VT) iC2 ≈ aiO/(1+ evd/VT) ATE-UO EC mez 36

38 Teoría básica de una etapa diferencial (II)
+ VCC R iC1 vs Q1 iC2 + - - VCC Q2 iO vd iC1/(aiO) ≈ 1/(1 + e-vd/VT) iC2/(aiO) ≈ 1/(1 + evd/VT) -4 -3 -2 -1 1 2 3 0,5 1,5 4 vd/VT iC1/(aiO) iC2/(aiO) Se observa que ambas funciones son muy lineales alrededor de vd/VT = 0 iC1/(aiO) ≈ 0,5 + 0,25vd/VT iC2/(aiO) ≈ 0,5 - 0,25vd/VT Expresión válida para -1 < vd/VT < 1 ATE-UO EC mez 37

39 Teoría básica de una etapa diferencial (III)
+ VCC R iC1 vs Q1 iC2 + - - VCC Q2 iO vd iC1 ≈ aiO0,5 + 0,25aiOvd/VT iC2 ≈ aiO0,5 - 0,25aiOvd/VT vs = R·(iC2 - iC1) ≈ -0,5RaiOvd/VT Luego: vs = -0,5RaiOvd/VT Es decir, la tensión de salida es producto de la tensión de entrada y del valor de la fuente de corriente - VCC iO iO - VCC ATE-UO EC mez 38

40 La etapa diferencial como mezclador (I)
+ VCC R iC1 vs Q1 iC2 + - - VCC Q2 iO v1 v2 0,6 V Q3 Hacemos: vd = v1 = V1cosw1t iO = IOdc + gOV2cosw2t Por tanto: vs = -(0,5RaIOdc/VT)·(V1cosw1t) -(0,5RagO/VT)·(V1cosw1t)·(V2cosw2t) vs = -(0,5RaIOdc/VT)·V1cosw1t -(0,25RagO/VT)·V1V2cos(w1 + w2)t -(0,25RagO/VT)·V1V2cos(w1 - w2)t Es decir: Componente de frecuencia f1 Componente de frecuencia f1+f2 Componente de frecuencia ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 39

41 La etapa diferencial como mezclador (II)
2:1:1 + VCC Q1 Q2 + v1 v2 1:1:1 R1 Q3 R2 R3 R4 R5 C1 C2 C3 vS - La etapa diferencial como mezclador (II) ATE-UO EC mez 40

42 Ejemplo de esquema real de mezclador con etapa diferencial (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) Condensadores para cancelar la reactancia magnetizante del transformador Circuito integrado CA3028 ATE-UO EC mez 41

43 Teoría básica de la célula de Gilbert (I)
Q2 - VCC IO + v2 Q1 + VCC R iC11 Q11 vs - Q12 iC12 iC1 iC2 i1 i2 v1 Teoría básica de la célula de Gilbert (I) iC21 Q21 Q22 iC22 ATE-UO EC mez 42

44 Teoría básica de la célula de Gilbert (II)
Ecuaciones: vs = (i2 - i1)R = (iC12 + iC22 - iC11 - iC21)R iC11 ≈ aiC10,5 + 0,25aiC1v1/VT iC12 ≈ aiC10,5 - 0,25aiC1v1/VT iC21 ≈ aiC20,5 - 0,25aiC2v1/VT iC22 ≈ aiC20,5 + 0,25aiC2v1/VT iC1 ≈ aIO0,5 + 0,25aIOv2/VT iC2 ≈ aIO0,5 - 0,25aIOv2/VT Por tanto: iC12 - iC11 ≈ -0,5aiC1v1/VT = -0,25a2IOv1/VT - 0,125a2IOv1v2/VT2 iC22 - iC21 ≈ 0,5aiC2v1/VT = 0,25a2IOv1/VT - 0,125a2IOv1v2/VT2 vs = - 0,25a2RIOv1v2/VT2 ATE-UO EC mez 43

45 La célula de Gilbert como mezclador (I)
vs = - 0,25a2RIOv1v2/VT2 Hacemos: v1 = V1cosw1t v2 = V2cosw2t Por tanto: vs = -(0,25a2RIO/VT2)·(V1cosw1t)·(V2cosw2t) vs = -(0,125a2RIO/VT2)·V1V2cos(w1 + w2)t -(0,125a2RIO/VT2)·V1V2cos(w1 - w2)t Es decir: Componente de frecuencia f1+f2 Componente de frecuencia ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 44

46 La célula de Gilbert como mezclador (II)
Para que la etapa esté correctamente polarizada: VCC > Vp1 > Vp2 + VCC 1:1:1 vS + - + Vp1 2:1:1 v1 v2 + Vp2 ATE-UO EC mez 45

47 La célula de Gilbert como mezclador (III)
Otra forma de introducir las señales (asimétrica) + VCC 1:1:1 vS + - + Vp1 + Vp2 1:1 v1 v2 VCC > Vp1 > Vp2 ATE-UO EC mez 46

48 Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (NE602) (I)
Error de dibujo del fabricante ATE-UO EC mez 47

49 Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (II)
ATE-UO EC mez 48

50 Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (III)
ATE-UO EC mez 49

51 Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (IV)
Circuito de entrada de bajo nivel (RF) ATE-UO EC mez 50

52 Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (V)
Oscilador ATE-UO EC mez 51

53 Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (VI)
Circuito de salida de bajo nivel (IF) ATE-UO EC mez 52

54 Ejemplo de esquema real de mezclador con célula de Gilbert (obtenidos de una nota de aplicación de Philips) ATE-UO EC mez 53

55 Parámetros característicos de un mezclador
Ligados al uso de un mezclador en un receptor superheterodino Mezclador Entrada del oscilador local (LO) Frecuencia f2 Entrada de radiofrecuencia (RF) Frecuencia f1 Salida de frecuencia intermedia (IF) Frecuencia (f2 - f1) Perdidas de conversión: L[dB] = -10log(PIF/PRF) Aislamiento RF-IF : IRF-IF[dB] = 10log(PRF/PRF-IF) (siendo PRF-IF la potencia de RF en la salida de IF) Aislamiento OL-IF: IOL-IF[dB] = 10log(POL/POL-IF) Aislamiento OL-RF: IOL-RF[dB] = 10log(POL/POL-RF) ATE-UO EC mez 54

56 Ejemplo de uso de los parámetros de un mezclador
-50 dBm 15 MHz 7 dBm 6 MHz 9 MHz Componente de 9 MHz: -50 dBm - 5,6 dB = -55,6 dBm Componente de 6 MHz: 7 dBm - 45 dB = -38 dBm Perdidas de conversión: L[dB] = 5,6 dB Aislamiento OL-IF: IOL-IF[dB] = 45 dB ATE-UO EC mez 55

57 Demoduladores de amplitud analógicas (AM, DSB, SSB) basados en mezcladores
Objetivo de todos los demoduladores: Obtener la forma de onda de la moduladora (información) de la portadora modulada, normalmente convertida a una frecuencia intermedia Información (moduladora) Amplificador de FI (o de RF) Demodulador Amplificador de banda base Portadora modulada ATE-UO EC mez 56

58 Modulación de AM en el dominio del tiempo
Moduladora Demodulación Portadora sin modular Modulación de amplitud, portadora completa (AM) Portadora modulada en AM ATE-UO EC mez 57

59 Modulación de DSB en el dominio del tiempo
Moduladora Demodulación Portadora sin modular Modulación en doble banda lateral, portadora suprimida (DSB, DBL) Portadora modulada en DSB ATE-UO EC mez 58

60 Modulación de SSB en el dominio del tiempo
Moduladora Demodulación Portadora sin modular Modulación en banda lateral única, portadora suprimida (SSB, BLU). Banda Lateral Superior (USB, BLS) Portadora modulada en USB Una portadora de Banda Lateral Inferior (LSB, BLI) tendría el mismo aspecto (cambiaría la frecuencia) ATE-UO EC mez 59

61 Demodulación de AM con detector coherente (I)
Principio de operación Mezclador vpAM(wmt, wpt) vo(wot) vmez Recuerdese: cosA·cosB = 0,5[cos(A+B) + cos(A-B)] vf Señales de entrada: vpAM(wmt, wpt) = Vp·[1 + vm(wmt)]·cos(wpt) vo(wot) = Vo·cos(wot + f) Salida del mezclador: vmez = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo·[cos[(wp + wo)t + f] + cos[(wo - wp)t + f]] Salida del filtro: vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo·[cos[(wo - wp)t + f]] Si la señal del oscilador coincide en frecuencia y fase con la portadora, es decir, wo = wp y f = 0º, entonces: vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo que es proporcional a vm(wmt) + una componente de continua, que se elimina como en el detector de envolvente ¿Cómo conseguir wo = wp y f = 0º? ATE-UO EC mez 60

62 Demodulación de AM con detector coherente (II)
Recuperación de la portadora vpAM(wmt, wpt) Mezclador vo(wpt) f = 0º vf vmez V = k(DF) PLL vfca vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo vfca = k·0,5·Vp·Vo·vm(wmt) ATE-UO EC mez 61

63 Demodulación de AM con detector coherente (III)
Principales formas de onda con f = 0º vpAM(wmt, wpt) Mezclador vpAM vo vmez vf vo(wpt) vmez(wmt, 2wpt) vf(wmt) Moduladora con nivel de continua ATE-UO EC mez 62

64 Demodulación de AM con detector coherente (IV)
Principales formas de onda con f = 90º vpAM(wmt, wpt) Mezclador vpAM vo vmez vf vo(wpt) vmez(wmt, 2wpt) Como el valor medio de vmez es cero, no se obtiene la moduladora por filtrado vf ATE-UO EC mez 63

65 Demodulación de DSB con detector coherente (I)
Principio de operación vf Mezclador vpDSB(wmt, wpt) vo(wot) vmez Recuerdese: cosA·cosB = 0,5[cos(A+B) + cos(A-B)] Señales de entrada: vpDSB(wmt, wpt) = Vp·vm(wmt)·cos(wpt) vo(wot) = Vo·cos(wot + f) Salida del mezclador: vmez = k·0,5·Vp·vm(wmt)·Vo·[cos[(wp + wo)t + f] + cos[(wo - wp)t + f]] Salida del filtro: vf = k·0,5·Vp·vm(wmt)·Vo·[cos[(wo - wp)t + f]] Si la señal del oscilador coincide en frecuencia y fase con la portadora, es decir, wo = wp y f = 0º, entonces: vf = k·0,5·Vp·Vo·vm(wmt) que es proporcional a vm(wmt) ¿Cómo conseguir wo = wp y f = 0º? ATE-UO EC mez 64

66 Demodulación de DSB con detector coherente (II)
Recuperación de la portadora Si elevamos al cuadrado la portadora modulada DSB obtenemos: [vpDSB(wmt, wpt)]2 = [Vp·vm(wmt)]2·[cos(wpt)]2 = = 0,5·[Vp·vm(wmt)]2·[1 + cos(2wpt)] Existe una componente de frecuencia doble. A esta frecuencia se engancha el PLL y su frecuencia de salida se divide por 2 vpDSB(wmt, wpt) Mezclador vo(wpt) f = 0º vf vmez PLL x2 2 ATE-UO EC mez 65

67 Demodulación de DSB con detector coherente (III)
Principales formas de onda con f = 0º vpDSB(wmt, wpt) Mezclador vpDSB vo vmez vf vo(wpt) vmez(wmt, 2wpt) vf(wmt) Moduladora ATE-UO EC mez 66

68 Demodulación de DSB con detector coherente (IV)
Principales formas de onda con f = 90º vpDSB(wmt, wpt) Mezclador vpDSB vo vmez vf vo(wpt) vmez(wmt, 2wpt) Como el valor medio de vmez es cero, no se obtiene la moduladora por filtrado vf(wmt) ATE-UO EC mez 67

69 Demodulación de SSB con detector coherente (I)
Principio de operación (explicado para USB) La explicación se hace para una modulación de un tono único, cos(wm)t . Se puede hacer para todo el espectro con la transformada de Hilbert vf Mezclador vpUSB(wmt, wpt) vo(wot) vmez cosA·cosB = 0,5[cos(A+B) + cos(A-B)] Señales de entrada: vpUSB(wmt, wpt) = Vp·cos(wp + wm)t vo(wot) = Vo·cos(wot + f) Salida del mezclador: vmez = k·0,5·Vp·Vo·[cos[(wp + wo + wm)t + f] + cos[(wp - wo + wm)t - f]] Salida del filtro: vf = k·0,5·Vp·Vo·[cos[(wp - wo + wm)t - f]] Si la señal del oscilador coincide en frecuencia y fase con la frecuencia característica (la portadora suprimida), es decir, wo = wp y f = 0º, entonces: vf = k·0,5·Vp·Vo·cos(wmt) que es proporcional al tono de modulación cos(wm)t . En este caso no es problema que f ¹ 0º. ATE-UO EC mez 68

70 Demodulación de SSB con detector coherente (II)
Preguntas: ¿Cómo conseguir wo = wp? ¿Qué pasa si no se cumple? Respuestas: Para conseguir wo = wp hay que enviar una señal “piloto” de la portadora. No siempre se hace esto. La señal demodulada vf = k·0,5·Vp·Vo·[cos[(wp - wo + wm)t - f]] tiene otra frecuencia y está desfasada, pero no se cancela como en los otros casos Þ No es tan grave. ATE-UO EC mez 69

71 Demodulación de SSB con detector coherente (III)
Principales formas de onda con wo = wp y f = 0º vpUSB(wmt, wpt) Mezclador vpUSB vo vmez vf vo(wpt) vmez(wmt, (2wp + wm)t) vf(wmt) Moduladora ATE-UO EC mez 70

72 Demodulación de SSB con detector coherente (IV)
Principales formas de onda con wo ¹ wp y f = 0º vpUSB(wmt, wpt) Mezclador vpUSB vo vmez vf vo(wot) vmez((wp - wo + wm)t, (wp + wo + wm)t) Dependiendo de la aplicación puede o no ser importante esta discrepancia vf((wp - wo + wm)t) Señal demodulada Moduladora ATE-UO EC mez 71

73 Demodulación de SSB con detector coherente (V)
Mezclador vpUSB1 vo vmez vf + vpUSB2 Problema: ¿qué pasa si hay una señal interferente en la frecuencia de la banda lateral no utilizada (banda imagen)? Señales de entrada: vpUSB1(wm1t, wp1t) = Vp1·cos(wp1 + wm1)t vpUSB2(wm2t, wp2t) = Vp2·cos(wp2 + wm2)t vo(wot) = Vo·cos(wot + f) Salida del mezclador: vmez = k·0,5·Vp1·Vo·[cos[(wp1 + wo + wm1)t + f] + cos[(wp1 - wo + wm1)t - f]] + k·0,5·Vp2·Vo·[cos[(wp2 + wo + wm2)t + f] + cos[(wp2 - wo + wm2)t - f]] Salida del filtro: vf = k·0,5·Vp1·Vo·[cos[(wp1 - wo + wm1)t - f]] + k·0,5·Vp2·Vo·[cos[(wp2 - wo + wm2)t - f]] Supongamos wo = wp1 y f = 0º, entonces: vf = k·0,5·Vp1·Vo·cos(wm1t) + k·0,5·Vp2·Vo·cos((wp1 – wp2 - wm2)t) Luego existe una componente indeseada a la salida del filtro ATE-UO EC mez 72

74 Demodulación de SSB con detector coherente (VI)
Con un tono único: wp1 Vp1 (wp1+wm1) Vp2 (wp2+wm2) wp2 (wp1-wp2-wm2) k·0,5·Vp1·Vo wm1 k·0,5·Vp2·Vo Con un espectro: (wp1-wp2-Swm2) Swm1 k·0,5·SVp1·Vo k·0,5·SVp2·Vo wp1 SVp1 (wp1+Swm1) wp2 (wp2+Swm2) SVp2 Señal no inteligible ATE-UO EC mez 73

75 Demodulación de SSB con detector coherente (VII)
¿Como eliminar una señal interferente en la frecuencia de la banda lateral no utilizada (banda imagen)? Por filtrado de la portadora modulada Usando un mezclador con rechazo de banda imagen (estructura I/Q) Filtrado de la portadora modulada vpUSB1 vpUSB2 Amplificador de FI Detector coherente Amplificador de banda base vo Filtro de banda base Filtro a cristal + wp1 wp2 vpUSB1 vpUSB2 Filtro a cristal ATE-UO EC mez 74

76 Mezclador + filtro audio + amp. audio Mezclador + filtro audio
El demodulador de SSB en el Iler 40 (I) Es del tipo “por filtrado de la portadora modulada” Oscilador Mezclador + filtro audio + amp. audio Mezclador + filtro audio Filtro a cristal ATE-UO EC mez 75

77 El demodulador de SSB en el Iler 40 (II)
Filtro de audio Filtro a cristal Mezclador Amplificador de señal de audio Entrada de frecuencia intermedia (IF) Amplificador de potencia de audio Salida a altavoz Enmudecedor en transmisión Entrada del oscilador (BFO) ATE-UO EC mez 76

78 Demodulación de SSB con mezclador con rechazo de banda imagen (estructura I/Q), (I)
Señal USB/LSB vf1 vo vpUSB1 + vpUSB2 p/2 -/+ vf2 vf2’ vs Supongamos wo = wp1 y f = 0º, entonces (igual que en ATE-UO EC mez 68): vf1 = k·0,5·Vp1·Vo·cos(wm1t) + k·0,5·Vp2·Vo·cos((wp1 – wp2 - wm2)t) Procediendo de igual forma con el mezclador de abajo, pero teniendo en cuenta el desfase de 90º en la señal del oscilador, queda: vf2 = k·0,5·Vp1·Vo·cos(wm1t - p/2) + k·0,5·Vp2·Vo·cos((wp2 – wp1 + wm2)t - p/2) = k·0,5·Vp1·Vo·sen(wm1t) - k·0,5·Vp2·Vo·sen((wp1 - wp2 - wm2)t) ATE-UO EC mez 77

79 Demodulación de SSB con mezclador con rechazo de banda imagen (estructura I/Q), (II)
Retrasamos otros 90º vf2 para obtener vf2’ y queda: vf2’ = k·0,5·Vp1·Vo·sen(wm1t - p/2) - k·0,5·Vp2·Vo·sen((wp1 - wp2 - wm2)t - p/2) = - k·0,5·Vp1·Vo·cos(wm1t) + k·0,5·Vp2·Vo·cos((wp1 - wp2- wm2)t) = - k·0,5·Vp1·Vo·cos(wm1t) + k·0,5·Vp2·Vo·cos((wp2 - wp1 + wm2)t) Como vf1 = k·0,5·Vp1·Vo·cos(wm1t) + k·0,5·Vp2·Vo·cos((wp2 - wp1 + wm2)t), entonces: vs = vf1 - vf2’ = k·Vp1·Vo·cos(wm1t) - La opción de resta es para USB - La de suma es para LSB No aparece la componente de frecuencia wp1-wp2-wm2, que es la señal interferente ATE-UO EC mez 78

80 Demodulación de SSB con mezclador con rechazo de banda imagen (estructura I/Q), (III)
Dificultad tecnológica: realizar el desfasador de banda base Señal USB/LSB p/2 -/+ vf2 vf2’ vs Señal USB/LSB vf1 vo p/2 -/+ vf2 vf2’ vs f1 f2 Se construyen dos cadenas de desfasadores f1 y f2, con circuitos con amplificadores operacionales, tal que: f2 - f1 = p/2 en toda la banda base ATE-UO EC mez 79

81 Ejemplo de esquema real de desfasadores de audio para demodulador de SSB con mezclador con rechazo de banda imagen (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (con distintos valores de componentes) Error con relación a un desfase relativo de 90º -/+ f1 f2 ATE-UO EC mez 80

82 Amplificador de RF (o de FI) lineal Información (moduladora)
Moduladores de amplitud analógicas (AM, DSB, SSB) basados en mezcladores Objetivo de todos los moduladores: Modular una portadora con modificación de la amplitud. Hay dos opciones: 1- Modulación a nivel de señal (se realiza con mezcladores) 2- Modulación a nivel de potencia Modulación a nivel de señal Amplificador de RF (o de FI) lineal Información (moduladora) Portadora modulada Modulador Portadora sin modular Muchas veces es la única posibilidad El amplificador de RF trabaja con bajo rendimiento ATE-UO EC mez 81

83 Modulación de AM a nivel de señal con mezclador
vp + vm vpDSB k·vp vpAM ATE-UO EC mez 82

84 Modulación de DSB vp vm vpDSB Señales de entrada:
vp(wpt) = Vp·cos(wpt) y vm(wmt) Señal de salida: vpDSB(wmt, wpt) = k·Vp·vm(wmt)·cos(wpt) vp vm vpDSB ATE-UO EC mez 83

85 Modulación de SSB Por filtrado de la banda lateral no deseada Por desfase (estructura I/Q) Modulación de SSB por filtrado de la banda lateral no deseada Filtro a cristal Generación de USB wp vpUSB vpLSB vp vm vpDSB Filtro a cristal vpSSB ATE-UO EC mez 84

86 El modulador de SSB en el Iler 40 (I)
Es del tipo “por filtrado de la banda lateral no deseada” Oscilador Mezclador + amp. audio Mezclador Filtro a cristal ATE-UO EC mez 85

87 El modulador de SSB en el Iler 40 (II)
Salida de frecuencia intermedia (IF) modulada en SSB Filtro a cristal Mezclador Entrada de micrófono Amplificador de señal de audio Entrada del oscilador (BFO) ATE-UO EC mez 86

88 Modulación de SSB por desfase (estructura I/Q)
vs vmez1 vm p/2 +/- vp vmez2 Ecuaciones: vmez1 = k1·Vp·Vm·cos(wmt)·cos(wpt) = k1·0,5·Vp·Vm·[cos((wp + wm)t) + cos((wp - wm)t)] vmez2 = k1·Vp·Vm·cos(wmt - p/2)·cos(wpt - p/2) = k1·0,5·Vp·Vm·[-cos((wp + wm)t) + cos((wp - wm)t)] Con signo + en el sumador: vs = vmez1 + vmez2 = k1·Vp·Vm·cos((wp - wm)t) = vpLSB Con signo - en el sumador: vs = vmez1 - vmez2 = k1·Vp·Vm·cos((wp + wm)t) = vpUSB Dificultad tecnológica: realizar el desfasador de banda base f1 f2 vm Se construyen dos cadenas de desfasadores tal que f2 - f1 = p/2 en toda la banda base. Son del tipo mostrado en ATE-UO EC mez 78 ATE-UO EC mez 87