Transistores Bipolares Electrónica I. Contenido Principios físicos Modelos de Ebers-Moll Estado activo directo Estados de corte y saturación La recta.

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1 Transistores Bipolares Electrónica I

2 Contenido Principios físicos Modelos de Ebers-Moll Estado activo directo Estados de corte y saturación La recta de carga Transistor pnp Análisis del punto Q

3 Contenido (continuación) Modelo estático SPICE del transistor bipolar Efectos de segundo orden Modelo dinámico del transistor La conmutación del transistor Modelo dinámico SPICE del transistor bipolar Fabricación de CI

4 Introducción Los transistores de unión bipolares o bipolares tienen aplicaciones en electrónica analógica y digital. En electrónica analógica sus funciones son: amplificar señales, generar tensiones de referencia, proporcionar energía, proteger de sobrecalentamiento, etc. En electrónica digital sus funciones son: interruptores controlados por corriente, memorias digitales, etc.

5 Construcción El transistor bipolar se construye como un emparedado de tres regiones, tipo n, p, y n (o p, n, p). La base tipo p(n) se empareda por el emisor y el colector tipo n(p). nnp Emisor ColectorBase E B C EC B ppn Emisor ColectorBase E B C EC B Transistor npnTransistor pnp

6 Polarización en zona activa La unión de emisor y base se polariza directamente y la unión base colector se polariza inversamente. nnp Emisor ColectorBase E B C EC B Potencial de los electrones

7 Corrientes en el transistor

8 continuación i E – corriente total de emisor i B – corriente total de base i C – corriente total de colector  i E – corriente de electrones inyectados a la base  t (  i E ) =  F i E – fraccíón de corriente de electrones inyectados que llegan al colector.  t – factor de transporte

9 Modelo de Ebers-Moll La corriente en el colector es: Sustituyendo Similarmente para el emisor  R i DC  F i DE i DE i DC iEiE iBiB iCiC

10 Continuación La ley de reciprocidad establece que: Donde  F es la alfa directa y  R es la alfa inversa. Sustituyendo en las ecs. anteriores

11 Estados del transistor Polarización de las uniones EstadoBase emisor Base colector Activo directoDirecta (v BE > V  ) Inversa (v BC < V  ) Transistor inversoInversa (v BE V  ) CortadoInversa (v BE < V  ) Inversa (v BC < V  ) SaturadoDirecta (v BE > V  ) Directa (v BC > V  ) Los estados del transistor se pueden resumir en la siguiente tabla:

12 continuación Saturación Activo inverso Corte Activo directo 0.5 0 0 v BE v BC

13 Estado activo directo En el amplificador de emisor común la fuente en el circuito de base polariza directamente a la unión base-emisor y una fuente de mayor tensión polariza inversamente la unión base-colector. El voltaje v BE deberá ser mayor que la tensión de codo y los términos que llevan v BE son mucho mayores que 1. La tensión v BC es mucho menor que la tensión de codo, las exponenciales que incluyen v BC son mucho menores que 1. Las ecuaciones de Ebers-Moll quedan como: El segundo término es mucho más pequeño que el primero, simplificando llegamos a:

14 Características de transferencia De la ley de Kirchhoff de corrientes se llega a: Definimos la beta directa del transistor como: Entonces: y Es fácil mostrar que la ecuación de entrada en emisor común es:

15 Configuración de base común npn ICIC IEIE IBIB E B C V EE V CC + +   En la configuración de base común la terminal de la base del transistor es común al circuito de entrada (izquierda) y al de salida (derecha). Las fuentes se etiquetan repitiendo el nombre de la terminal a la cual están conectadas.

16 Características de entrada en Base común Las características de entrada en base común relacionan la corriente de emisor I E, con el voltaje en la unión de emisor-base V BE para diferentes valores del voltaje de salida V CB. Para considerar que un transistor está encendido supondremos V BE = 0.7V

17 Características de salida Las características de salida en base común relacionan la corriente de colector I C, con el voltaje en la unión de colector-base V CB para diferentes valores de la corriente de entrada I E. Aquí se distinguen las diferentes regiones de operación.

18 Corriente de saturación inversa I CBO Esta es la corriente que circula en la unión base-colector cuando la corriente de emisor es igual a cero.

19  del transistor La alfa en corriente directa se define como Los valores típicos son de 0.9 a 0.998. Si el punto de operación se desplaza sobre la curva característica, se define la alfa de corriente alterna Los valores típicos de  ac son prácticamente iguales  dc.

20 El transistor como amplificador Considere la siguiente red donde se ha omitido la polarización. pnp ILIL IiIi E B C V i = 200 mV R i 20 Ohm R 5k Ohm VLVL +  I i = 200mV/20 = 10 mA I L = I i = 10 mA V L = I L R L = (10mA)(5k Ohm) = 50 V Ganancia de voltaje = V L /V i = 50V/200mV = 250

21 Configuración de emisor común Configuración de emisor común para transistores npn y pnp.

22 Características de entrada en Emisor común Las características de entrada en emisor común relacionan la corriente de emisor I E, con el voltaje en la unión de emisor-base V BE para diferentes valores del voltaje de salida V CE.

23 Características de salida Las características de salida en emisor común relacionan la corriente de colector I C, con el voltaje en la unión de colector-base V CB para diferentes valores de la corriente de entrada I b. Aquí se distinguen las diferentes regiones de operación.

24 Corrientes en emisor común De las corrientes del transistor tenemos: I C =  I E + I CBO Pero I E = I C + I B, sustituyendo, I C =  I C +  I B + I CBO Reordenando Definimos I CEO = I CBO /(1 –  ) con I B = 0

25 Ejemplo

26  del transistor Definimos la b de corriente continua como Suele tener un valor de entre 50 a 400. En las hojas de datos se especifica como h FE. La  de ac se define como En las hojas de datos se especifica como h fe.

27 Ejemplo

28 Relación entre  y  Dado que  = I C /I E y  = I C /I B y además I E = I C + I B, es fácil mostrar que I E = (  I C Además se puede mostrar que I CEO =  I CBO I C =  I B

29 Configuración de colector común p n p ICIC IEIE IBIB E B C V EE V BB n p n ICIC IEIE IBIB E B C V EE La impedancia de entrada de esta configuración es alta y la de salida es baja. Las características de salida son las mismas que las de emisor común reemplazando I C por I E. Las características de entrada son las mismas que para emisor común.

30 Límites de operación En las hojas de datos de los transistores se especifica la corriente máxima del colector y el voltaje máximo entre emisor y colector V CEO o V (CEO). La potencia de disipación máxima se defino por: P Cmax = V CE I C Se debe cumplir: I CEO < I C < I Cmax V CEsat < V CE < V CEmax I CE I O < P Cmax

31 Hojas de datos 2N4123

32 Encapsulados TO-92 TO-18 TO-39 TO-126 TO-220 TO-3

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34 Construcción

35 Modelo de emisor común iBiB v BE FiBFiB E BC Modelo de gran señal para el transistor en emisor común

36 Almacenamiento de cargas minoritarias La concentración de electrones en la unión base-emisor es: La pendiente de esta curva es proporcional a la corriente de colector Sustituyendo el factor exponencial Emisor Base Colector n(0) n(x)n(x) x

37 Estados de corte, saturación y activo inverso Zonas de funcionamiento para los cuatro estados del transistor sobre las curvas características de salida. V CE,sat = 0.2 iCiC v CE IB1IB1 IB3IB3 IB2IB2 IB4IB4 I B =0 IB1IB1 IB3IB3 IB2IB2 IB4IB4 Corte Activo directo Activo inverso Saturación

38 Corte y saturación En la región de corte las corrientes del transistor son cero. Si se considera los efectos de la temperatura, habrá que incluir la corriente inversa de saturación entre colector y base. B C E B C E I CB0 En saturación el transistor no funciona como fuente de corriente controlada por corriente. Cuando está saturado  i B  i C. C E B 0.7 V 0.2 V iBiB iCiC

39 Funcionamiento activo inverso En este caso la corriente de emisor es -  R i B, donde Por la ley de Kirchhoff Dado que  R + 1 <<  F, las curvas en el tercer cuadrante están menos separadas que en las del primer cuadrante. C EB V BC = 0.7 V iBiB iCiC RiBRiB

40 La recta de carga La recta de carga es una ayuda para obtener las corrientes y tensiones de un dispositivo cuando está descrito pos sus curvas características. Las variables de entrada deben cumplir dos restricciones simultáneamente. La característica de entrada i B y v BE debe estar en algún punto de la curva no lineal. La otra condición es la impuesta por el circuito externo. La recta de carga pasa por los puntos (v BE, i B )=(V BB, 0) y (v BE, i B )=(0, V BB /R B ). V BB v BE iBiB v CE iCiC V CC RCRC RBRB + + + +     0 10 20 30 40 0.7 v BE 50 RBRB V BB Punto Q Recta de carga de entrada

41 Recta de carga (continuación) 0 10 20 30 40 0.5 0.7 50 V BB v BE V CC /R C 0 1 2 3 4 i C (m  ) i B =10  A V CE (voltios) 5 6 i B =20  A i B =30  A i B =40  A i B =50  A i B =60  A 1 2 3 4 5 6 7 8 Q V CC Caida de tensión en el transistor Caida de tensión en la resistencia

42 Recta de carga de saturación V BB 8V v BE iBiB v CE iCiC 120k  + + + +     +  v BC 2k  Para el circuito de la figura: V  0.7 v BE iBiB V BB 1 23 Cuando la base alcanza 39  A, el transistor alcanza la saturación.

43 0 1 2 3 4 i C (m  ) i B =10  A v CE 5 6 i B =20  A i B =30  A i B =40  A i B =50  A i B =60  A 1 2 3 4 5 6 7 8 Incremento de V BB V CE,sat = 0.2 iCiC i B =I B v CE ICIC IBIB Una medida cuantitativa de saturación es la beta forzada, definida para el transistor saturado por

44 Almacenamiento de cargas en un transistor saturado Emisor Base Colector n n n Q FA QSQS Q T = Q FA + Q S La concentración de carga de minoritarios es la superposición de concentraciones individuales creadas por los incrementos idénticos de v BE y v BC. Inyección del colector Inyección del emisor Límite del valor de saturación

45 Transistor pnp B C pp n iEiE iBiB iCiC E iCiC C B iBiB iEiE E  R i DC  F i DE i DE i DC iEiE iBiB iCiC

46 Configuración de emisor común iBiB v BE iEiE iCiC v CE + - + - Entrada Salida Características de entrada y salida: -0.7 v BE -0.2 i C (m  ) iBiB v CE

47 Análisis del punto Q FiBFiB B C E iBiB v BE E BC Zona activa Zona de corte C E B 0.7 V 0.2 V iBiB iCiC Zona de saturación

48 Análisis del estado activo Si el transistor trabaja en el modo activo directo, se puede sustituir el transistor por su modelo activo de gran señal. El análisis de beta infinita hace las siguientes suposiciones: 1.V BE = 0.7 para npn y –0.7 para pnp. 2.I B = 0 3.I C = I E Para niveles de corriente bajos es conveniente utilizar el SPICE.

49 Análisis cuando el estado es desconocido Análisis de circuitos con transistores de tres estados: 1.Hacer una suposición razonada acerca del estado del transistor 2.Hacer un diagrama del circuito, sustituir cada transistor por el modelo para su supuesto estado. 3.Analizar el circuito resultante para obtener valores de prueba asociadas con cada modelo. 4.Examinar las variables de prueba, buscando contradicciones al estado supuesto. 5.Si hay una contradicción, hacer una nueva suposición basada en la información calculada y volver al paso 2. 6.Cuando no haya contradicciones, las tensiones y corrientes calculadas a partir del circuito equivalente se aproximan a las del circuito real.

50 Prueba de validez para los estados del transistor supuestos. Como el estado activo inverso ocurre raramente, las pautas suponen primero funcionamiento en el primer cuadrante donde el funcionamiento activo inverso no puede ocurrir. Suponiendo funcionamiento activo directo: 1.Sustituir por el modelo activo directo 2.Si i B  0, suponemos corte. 3.Si V CE  0.2, suponemos saturación. Suponiendo corte 1.Sustituir el modelo de corte 2.Si V BE  0.5, suponer transistor activo Suponiendo saturación 1.Sustituimos por el modelo de saturación 2.Si i B < 0, suponemos corte 3.Si i C >  F i B, suponemos funcionamiento activo directo

51 Modelo estático SPICE del transistor bipolar 7 17 14 9 4 5 3 2 12 Q1 3 2 5 SAM Q2 9 4 7 SAM QOUT 12 17 14 JANE.MODEL SAM NPN.MODEL JANE PNP Notación TextoSPICEvalores por defecto  F BF100  R BR1 I S IS1.0E-16

52 Ejemplo 4.9 Q1 4 2 3 SUE Q0 5 4 0 SUE VCC 1 0 DC 5 RC 1 5 2K RB 4 0 5K RS 1 2 2K.MODEL SUE NPN BF=20 + BR=5 IS=2.0E-14 VS 3 0 DC 0 *.DC VS 0.2 3.6 0.17.DC VS 0.5 0.7 0.01 *.OP.PLOT DC V(5).END 2 k  5V 2 k  5 k  Q1Q1 Q0Q0 5 3 2 1 4 VSVS

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54 Efectos de segundo orden 0.7 v BE iBiB T1T1 T 2 > T 1 v CE T=T1T=T1 iCiC iB1iB1 iB2iB2 iB3iB3 I CE0 T= T 2 > T 1 iCiC iB1iB1 v CE iB2iB2 iB3iB3 I CE0 La vida de los portadores minoritarios aumenta con la temperatura, por lo tanto el valor de  aumenta alrededor de 7,000 ppm. La siguiente expresión cuantifica esta variación XTB es el exponente de temperatura.

55 Tensiones de ruptura iCiC iEiE BV CB0 v CB iCiC iBiB BV CE0 v CE

56 Modulación del ancho de base w1w1 V CE1 C B E w2w2 V CE2 > V CE1 C B E

57 Efecto Early iCiC v CE iBiB -V A r0r0 1 Una consecuencia de la variación en el ancho de la base es el cambio en las características de salida de emisor común. V A es llamada tensión Early. La corriente de colector pasa a ser

58 El efecto Early aumenta la resistencia de salida del transistor r 0 definida por: Evaluando: Cuando V CE << V A : De aquí:

59 Realimentación interna Una consecuencia de la modulación del ancho de base es la realimentación interna. Parte de la tensión de salida se realimenta a través del transistor al circuito de entrada. Si mantenemos la polarización base-emisor mientras aumentamos v CE de V CE1 a V CE2. La corriente de base se hace más pequeña porque la recombinación en la base se reduce y es necesario sustituir menos huecos en la base, como se muestra en la figura. Incremento de v CE v BE iBiB 0.7 v CE v BE iBiB 0.7 Circuito equivalente,  F es el parámetro de ganancia de tensión inversa. El efecto de realimentación inversa de minimiza al dopar la región de colector más pobremente que la de base. B  F v CE 0.7 iBiB v CE  F i B C E

60 Resistencia de base y colector Existen tres resistencias parásitas en el transistor: r b – resistencia de difusión de base. De unos 100 Ohms. r c – resistencia óhmica del colector. De 10 a 100 Ohms. r e - resistencia óhmica del emisor. De 1 Ohms. n p rere rbrb rcrc Sustrato C B E S

61 Modelo estático SPICE con efectos secundarios i DE i DC iBiB iCiC iEiE rbrb rere rcrc  F i DC  R i DC r oe r oc NotaciónValores TextoSPICEpor defecto I S IS1E-16 A  F BF100  R BR1 r c RC0 r b RB0 r e RE0 V A VAF  -VAR  XTBXTB0

62 Ejemplo de SPICE con efectos secundarios EJEMPLO 4.11 VCC 2 0 DC 3 RB 2 3 690K RC 2 1 1.5K Q1 1 3 0 NTRAN.MODEL NTRAN NPN BF=300 VA=90 XTB=1.7.TEMP -40 -20 0 27 50 70 100 125.OP.END 690k  1.5k  3V 1 2 3

63 VALORES OBTENIDOS CON SPICE TEMPERATURAICVBEVCEBETADC -40.0006.15E-048.54E-012.08E+001.98E+02 -20.0007.15E-048.30E-011.93E+002.27E+02 0.0008.21E-048.06E-011.77E+002.58E+02 27.0009.76E-047.73E-011.54E+003.03E+02 50.0001.12E-037.45E-011.32E+003.42E+02 70.0001.25E-037.21E-011.13E+003.78E+02 100.0001.46E-036.84E-018.10E-014.35E+02 125.0001.65E-036.53E-015.29E-014.84E+02

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66 Capacitancias parásitas Las capacidades de deplexión y difusión están asociadas a la unión y limitan el funcionamiento a alta frecuencia. En transistores en estado activo directo, la capacidad de deplexión es dominante en la unión colector-base inversamente polarizada. En la unión base-emisor directamente polarizada, son importantes tanto la capacidad de difusión como la de deplexión. La capacidad de difusución de un transistor difiere de la de un diodo aislado debido a la estrecha base. La distribución de minoritarios en la base es triangular. La carga almacenada es Los electrones tardan un tiempo tT en atravezar la base (tiempo de tránsito  1ns para npn y  30ns para pnp). Como este flujo constituye la corriente de colector

67 Modelo dinámico del transistor i DE i DC iBiB iCiC iEiE rbrb rere rcrc  F i DC  R i DC C dif,C C dep,C C dif,E C dep,E C dif,S S

68 Interruptor estático RLRL RBRB v CE V CC iBiB iCiC vCvC +  RLRL i sw V CC v sw +  V CC v sw i sw Interruptor cerrado = cortocircuito Interruptor abierto = circuito abierto V CC v CE iCiC V CE,sat Cerrado Abierto i B =0 i B = I B

69 Simulación del interruptor con SPICE EJEMPLO 4.12 VCC 4 0 DC 9 RL 4 1 800 RB 2 3 1K QSW 1 3 0 SWITCH.MODEL SWITCH NPN + BF=25 VC 2 0 PULSE(0 5 0.5E-6 +0 0 0.5E-6 2E-6).TRAN 0.02E-6 2E-6.PLOT TRAN V(1).PROBE.END

70 Conmutación dinámica 8.3 k  V CC =9 V iBiB iCiC vCvC 2 k  vovo vC(t)vC(t) t vo(t)vo(t) t iB(t)iB(t) t tftf trtr +9 +0.2 tDtD tStS 1mA -i R T +9 -5

71 8.3 k  V CC =9 V 5V 2 k  vovo 14V +  +  5V 8.3 k  V CC =9 V 2 k  vovo +  +  9V iBiB V CC =9 V 2 k  vovo +  9V  + 8.3 k  0.7 iBiB 1mA Estado inicial Estado de corte transitorio Estado transitorio activo

72 V CC =9 V vovo +  9V  + 0.7 0.2 0.5 V V CC =9 V vovo +  5V  + 0.7 0.2 V CC =9 V 0.5V vovo +  +  5V Estado de saturación en equilibrio Estado de saturación antes de que el transistorse corte Transistor cortado con condensadores preparados para alcanzar el equilibrio de corte.

73 Parámetros SPICE para el modelo dinámico del transistor Parámetros SPICE EstáticosDinámicosValor por defectopor defecto IS1E-16 ACJE0 BF100VJE0.785 V BR1MJE0.33 RC0CJC0 RB0VJC0.75 V RE0MJC0.33 VAF  CJS0 VAR  VJS0.75 XTB0MJS0 TF0 TR0

74 Valores típicos en integrados IS1E-16 ACJE1.0 pF BF200VJE0.7 V BR2MJE0.33 RC200  CJC0.3 pF RB200  VJC0.55 V RE2  MJC0.5 VAF130 VCJS3 pF VAR50 VVJS0.52 XTB1.7MJS0.5 V TF0.35 ns TR10 ns

75 Ejemplo de compuerta lógica 1 2 3 4 5 6 7 8 vIvI 2 k  4 k  V CC =+4V V BB V M = 0V vovo

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