Materiales semiconductores (Sem01.ppt) La unión PN y los diodos semiconductores (Pn01.ppt) Transistores (Trans01.ppt) Introducción a la Electrónica de.

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1 Materiales semiconductores (Sem01.ppt) La unión PN y los diodos semiconductores (Pn01.ppt) Transistores (Trans01.ppt) Introducción a la Electrónica de Dispositivos Universidad de Oviedo Área de Tecnología Electrónica Departamento de Ingeniería Eléctrica, Electrónica, de Computadores y de Sistemas ATE-UO Trans 00

2 BJT:Transistores bipolares de unión. FET: Transistores de efecto de campo. JFET: Transistores de efecto de campo de unión. MESFET: Transistores de efecto de campo de metal semiconductor. MOSFET: Transistores de efecto de campo de metal-oxido- semiconductor. Tipos de transistores ATE-UO Trans 01 BJT PNP NPN FET JFET MESFET MOSFET Canal N Canal P Canal N Acumulación Deplexión Canal P Canal N Canal P Canal N

3 Son dispositivos (típicamente) de 3 terminales. Entrada VeVe ieie + - Salida VsVs isis + - Dos de los tres terminales actúan como terminales de entrada (control). Dos de los tres terminales actúan como terminales de salida. Un terminal es común a entrada y salida. Características comunes a todos los transistores (I) ATE-UO Trans 02 Cuadripolo

4 Características comunes a todos los transistores (II) ATE-UO Trans 03 Entrada VeVe ieie + - Salida VsVs isis + - Cuadripolo La potencia consumida en la entrada es menor que la controlada en la salida. La tensión entre los terminales de entrada determina el comportamiento eléctrico de la salida. La salida se comporta como: Fuente de corriente controlada (zona lineal o activa). Corto circuito (saturación). Circuito abierto (corte).

5 Características comunes a todos los transistores (III) ATE-UO Trans 04 VsVs isis + - V s =0 isis i s =0 + - VsVs VsVs isis + - = Zona Activa Zona de Saturación VsVs isis + - = Zona de Corte VsVs isis + - =

6 Transistor PNP: zona P, zona N y zona P Transistor NPN: zona N, zona P y zona N Colector (P) Emisor (P) Base (N) PNP El emisor debe estar mucho más dopado que la base. La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor. Colector (N) Emisor (N) Base (P) NPN Muy, muy importante Transistores bipolares de unión (I) ATE-UO Trans 05

7 P+P+ P N-N- E B C p E =10 15 p B =10 7 p C =10 14 n C =10 6 n E =10 5 n B =10 13 10 16 escala logarítmica Portad./cm 3 10 4 10 12 10 8 1m1m PNP (Si)  n =100 ns N DB =10 13 atm/cm 3 L n =0,02 mm Base  p =100 ns N AE =10 15 atm/cm 3 L p =0,01 mm Emisor y Colector N AC =10 14 atm/cm 3 Transistores bipolares de unión (II) ATE-UO Trans 06

8 Polarizamos las uniones: Emisor-Base, directamente ¿Cómo son las corrientes por los terminales de un transistor? Colector (P) Emisor (P) B (N) V EB V BC E C P+P+ P N-N- B V EB V BC Base-Colector, inversamente Polarización en Zona Activa (I) ATE-UO Trans 07 iEiE iCiC iBiB Para contestar, hay que deducir cómo son las corrientes por las uniones. Para ello, es preciso conocer las concentraciones de los portadores.

9 nEnE pEpE Polarización en Zona Activa (II) ATE-UO Trans 08 nEnE p B (0) s.p. Y como p B (0) s.p. = n i 2 /N DB, queda:   p B (0)=(e V EB /V T -1)·n i 2 /N DB Partimos de p E = p B (0) s.p. ·e V O /V T y de p E = p B (0)·e (V O -V EB )/V T pEpE p B (0) Portadores en el emisor y en la unión emisor-base (I) Polarizamos directamente Esc. log. 10 4 10 12 10 16 Portad./cm 3 10 8 -0,3 -0,2 -0,10 Longitud [mm] Unión emisor-base Emisor Llegamos a:  p B (0) = p B (0)-p B (0) s.p. = (e V EB /V T -1)·p B (0) s.p.  p B (0) Calculamos el exceso de huecos en el comienzo de la base  p B (0) :

10 Polarización en Zona Activa (III) ATE-UO Trans 09 Portadores en el emisor y en la unión emisor-base (II) Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los electrones del final del emisor,  n E (0), obtenemos:  n E (0)=(e V EB /V T -1)·n i 2 /N AE 10 4 10 12 10 16 Portad./cm 3 10 8 Esc. log. -0,3 -0,2 -0,10 Longitud [mm] nEnE pEpE nEnE pEpE Unión emisor-base Emisor  n E (0) n E (0) n E (0) s.p.

11 0,3 mm WBWB Portad./cm 3 10 4 10 12 10 16 10 8 10 0 Esc. log. Unión base- colector Colector Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los huecos del final de la base,  p B (W B ), obtenemos:  p B (W B ) = (e V CB /V T -1)·n i 2 /N DB Polarización en Zona Activa (IV) ATE-UO Trans 10 -  p B (W B ) Portadores en el colector y en la unión base-colector (I) Polarizamos inversamente pCpC nCnC p B (W B ) s.p. p B (W B ) V BC C (P) E (P) V EB B (N) - + V CB En zona activa, V CB < 0

12 Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los electrones al comienzo del colector, obtenemos:  n C (W B ) = (e V CB /V T -1)·n i 2 /N AC Polarización en Zona Activa (V) ATE-UO Trans 11 Portadores en el colector y en la unión base-colector (II) V BC C (P) E (P) V EB B (N) - + V CB Colector 0,3 mm WBWB Portad./cm 3 10 4 10 12 10 16 10 8 10 0 Esc. log. pCpC nCnC Unión base- colector -  n C (W B ) n C (W B ) s.p. n C (W B )

13 p Bs.p. = n i 2 /N DB n Es.p. = n i 2 /N AE n Cs.p. = n i 2 /N AC  p B (0 + )  n E (0 - ) -  p B (W B - ) -  n C (W B + ) Polarización en Zona Activa (VI) ATE-UO Trans 12 P+P+ P N-N- E B C WBWB + - - + Portadores minoritarios a lo largo del transistor (I) V EB V BC Polarizamos en zona activa ¿Cómo es la concentración de los huecos en la base? 0-0- 0+0+ WB-WB- WB+WB+ x Escala lineal (no exacta)

14 Polarización en Zona Activa (VII) ATE-UO Trans 13 Portadores minoritarios a lo largo del transistor (II) p Bs.p. p B (W B - ) p B (0 + ) 0+0+ WB-WB- x V EB V BC N-N- B WBWB + - - + -  p B (W B - )  p B (0 + ) p B (x) = p B (W B - ) + (p B (0 + ) - p B (W B - ))· senh((W B -x)/L P ) senh(W B /L P ) La solución de la ecuación de continuidad es (ATE-UO PN136) : Como W B <<L p (base corta) se cumple que senh (a)  a y, por tanto: p B (x)=p B (W B - )+(p B (0 + )-p B (W B - ))·(W B -x)/W B = =p B (W B - )+(  p B (0 + )-  p B (W B - ))·(W B -x)/W B El gradiente de la concentración de huecos en la base es: d(p B (x))/dx = -(  p B (0 + )-  p B (W B - ))/W B

15 Polarización en Zona Activa (VIII) ATE-UO Trans 14 Portadores minoritarios a lo largo del transistor (III) P+P+ P N-N- E B C WBWB + - - + V EB V BC n Es.p. = n i 2 /N AE n Cs.p. = n i 2 /N AC  p B (0 + )  n E (0 - ) -  p B (W B - ) -  n C (W B + ) 0-0- 0+0+ WB-WB- WB+WB+ x Escala lineal (no exacta) Ahora se pueden calcular los gradientes en los bordes de las dos zonas de transición

16 Polarización en Zona Activa (IX) ATE-UO Trans 15 Cálculo de los gradientes de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición -  n C (W B + ) n Es.p. = n i 2 /N AE n Cs.p. = n i 2 /N AC  p B (0 + )-  p B (W B - )  n E (0 - ) WBWB 0-0- 0+0+ WB-WB- WB+WB+ x Emisor “largo”: (dn E /dx) 0 - =  n E (0 - )/L NE Colector “largo”: (dn C /dx) W B + = -  n C (W B + )/L NC Base “corta”: (dp B /dx) 0 + = -(  p B (0 + )-  p B (W B - ))/W B

17  n E (0 - )=(e V EB /V T -1)·n i 2 /N AE  p B (0 + )=(e V EB /V T -1)·n i 2 /N DB Polarización en Zona Activa (X) ATE-UO Trans 16 Resumen de los valores de los gradientes de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición Resumen de los excesos de concentración de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición  p B (W B - ) = (e V CB /V T -1)·n i 2 /N DB  n C (W B + ) = (e V CB /V T -1)·n i 2 /N AC (dn E /dx) 0 - =  n E (0 - )/L NE = (e V EB /V T -1)·n i 2 /(N AE ·L NE ) (dn C /dx) W B + = -  n C (W B + )/L NC = -(e V CB /V T -1)·n i 2 /(N AC ·L NC ) (dp B /dx) 0 + = -(  p B (0 + )-  p B (W B - ))/W B = = -((e V EB /V T -1)-(e V CB /V T -1))·n i 2 /(N DB ·W B )

18 Polarización en Zona Activa (XI) ATE-UO Trans 17 Cálculo de las corrientes por las uniones j uEB = q·D NE ·  n E (0 - )/L NE + q·D PB ·(  p B (0 + )-  p B (W B - ))/W B = = q·D NE ·(e V EB /V T -1)·n i 2 /(N AE ·L NE ) + q·D PB ·((e V EB /V T -1)-(e V CB /V T -1))·n i 2 /(N DB ·W B ) = =(e V EB /V T -1)·q·n i 2 ·(D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B ))-(e V CB /V T -1)·q·n i 2 ·D PB /(N DB ·W B ) j uBC = q·D PB ·(  p B (0 + )-  p B (W B - ))/W B - q·D NC ·  n C (W B + )/L NC = = q·D PB ·((e V EB /V T -1)-(e V CB /V T -1))·n i 2 /(N DB ·W B ) - q·D NC · (e V CB /V T -1)·n i 2 /(N AC ·L NC ) = =(e V EB /V T -1)·q·n i 2 ·D PB /(N DB ·W B )-(e V CB /V T -1)·q·n i 2 ·(D PB /(N DB ·W B )+D NC /(N AC ·L NC )) P+P+ P N-N- E B C WBWB + - - + V EB V BC j uEB j uBC

19 Polarización en Zona Activa (XI) ATE-UO Trans 18 Cálculo de las corrientes por los terminales I E =q·n i 2 ·A·((e V EB /V T -1)·(D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B ))-(e V CB /V T -1)·D PB /(N DB ·W B )) I C =-q·n i 2 ·A·((e V EB /V T -1)·D PB /(N DB ·W B )-(e V CB /V T -1)·(D PB /(N DB ·W B )+D NC /(N AC ·L NC ))) j uEB j uBC IEIE IBIB ICIC P+P+ P N-N- E B C WBWB + - - + V EB V BC +- V CB -+ V EB Sección A I E = A·j uEB I C = -A·j uBC I B = -I C -I E = A·(j uBC - j uEB ) I B = -q·n i 2 ·A·((e V EB /V T -1)·D NE /(N AE ·L NE )+(e V CB /V T -1)·D NC /(N AC ·L NC ))

20 Polarización en Zona Activa (XII) ATE-UO Trans 19 Cálculo de las corrientes en zona activa (I) I E  e V EB /V T ·q·n i 2 ·A·(D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B )) I C   - e V EB /V T ·q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B ) I B  - e V EB /V T ·q·n i 2 ·A·D NE /(N AE ·L NE ) IEIE IBIB ICIC V BC C (P) E (P) V EB B (N) - + V CB + - V EB ¡Muy importante! Las ecuaciones anteriores valen para cualquier zona de trabajo del transistor Particularizamos para la zona activa: V EB >>V T, V CB >V T ) Por tanto: e V EB /V T -1  e V EB /V T y e V CB /V T -1  -1

21 Polarización en Zona Activa (XIII) ATE-UO Trans 20 Cálculo de las corrientes en zona activa (II) IEIE IBIB ICIC V BC C (P) E (P) V EB B (N) - + V CB + - V EB I C /I E  -D PB /(N DB ·W B ) D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B ) D PB /(N DB ·W B )= 10 -8 D NE /(N AE ·L NE )= 2·10 -11 I C /I E = -0,998I B /I E = (-I E - I C )/I E = - 0,002 D PB = 10 cm 2 /s N DB = 10 13 atom./cm 3 W B = 1  m D NE = 40 cm 2 /s N AE = 10 15 atom./cm 3 L NE = 20  m Ejemplo: Vamos a interpretar estos resultados

22 Polarización en Zona Activa (XIV) ATE-UO Trans 21 Cálculo de las corrientes en zona activa (III) E C P+P+ P N-N- B + - - + V EB V BC +- V CB -+ V EB IEIE 0,998·I E 0,002·I E La corriente de emisor I E se relaciona con la tensión emisor- base V EB como en cualquier unión PN polarizada directamente: I E  I SE ·e V EB /V T. La corriente que sale por el colector es casi igual a la que entra por el emisor. La corriente que sale por el colector no depende de la tensión colector-base V CB. Por tanto, el colector se comporta como una fuente (sumidero) de corriente. Muy importante

23 Gradiente muy pequeño  no hay casi corriente de minoritarios del emisor (electrones) Escala lineal Portad./cm 3 5·10 11 10 12 0 pBpB nCnC nEnE 1m1m V EBO =0,48V V EB =0,3 V BC P+P+ P N-N- E B C Polarización en Zona Activa (XV) ATE-UO Trans 22 Interpretación con las escalas reales Gradiente constante Para cualquier V BC >0 (es decir, V CB <0), la posición vertical de este punto no varía casi. La posición vertical de este punto varía mucho con V EB.

24 Portad./cm 3 Escala lineal 5·10 11 10 12 0 nEnE nCnC pBpB Polarización en Zona Activa (XVI) ATE-UO Trans 23 Corrientes por el transistor I pE Corriente mA 0 3 1,5 Contacto de base I nE I pB I nB -I nC -I pC -I C Gradiente muy pequeño en el emisor  no hay casi corriente de electrones. Gradiente muy grande en la base  hay mucha corriente de huecos. IEIE Calculamos la corriente total de emisor. Calculamos la corriente de huecos en el emisor. Calculamos la corriente de electrones en la base. Gradiente casi nulo en el colector  no hay casi corriente de electrones.

25 0 nCnC Concentración Escala lineal 0 Corriente Contacto de base nEnE C E B V BC IEIE -I C Polarización en Zona Activa (XVII) ATE-UO Trans 24 Corrientes por el transistor -I C1 I E1 p B1 V EB1 -I C2 I E2 p B2 < V EB2 -I C3 I E3 p B3 < V EB3

26 Muy importante Polarización en Zona Activa (XVIII) ATE-UO Trans 25 Definición del parámetro “  ” directo (I) IEIE -I C C E B V EB I E =q·n i 2 ·A·((e V EB /V T -1)·(D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B ))-(e V CB /V T -1)·D PB /(N DB ·W B )) I C =-q·n i 2 ·A·((e V EB /V T -1)·D PB /(N DB ·W B )-(e V CB /V T -1)·(D PB /(N DB ·W B )+D NC /(N AC ·L NC ))) Expresión completa de las corrientes: Salida en cortocircuito (V CB =0): I E = q·n i 2 ·A·(e V EB /V T -1)·(D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B )) I C = -q·n i 2 ·A·(e V EB /V T -1)·D PB /(N DB ·W B )  = D PB /(N DB ·W B ) D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B ) Definimos  :  = -I C /I E V CB =0

27 Muy, muy importante Polarización en Zona Activa (XIX) ATE-UO Trans 26 Definición del parámetro “  ” directo (II) Luego: -I C    ·I E Ya habíamos obtenido antes (para V CB <0, ATE-UO Trans 20 ): I C /I E  -D PB /(N DB ·W B ) D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B ) = -  Típicamente:  = 0,99-0,999 IEIE C E B V BC -I C V EB

28 Muy, muy importante Polarización en Zona Activa (XX) ATE-UO Trans 27 Definición del parámetro “  ” Valor de  en función de la física del transistor:  = D PB ·N AE ·L NE /(D NE ·N DB ·W B ) Típicamente:  = 50-200 Partimos de : -I C    ·I E y I E = -I B -I C Eliminando I E queda: I C  I B ·  /(1-  ) Definimos   =  /(1-  ) Luego: I C    ·I B C E B V BC IEIE -I C -I B V EB

29 Aunque  es muy poco variable,  (definida como  =  /(1-  )) es bastante sensible a las pequeñas variaciones de .  max  típica  min ICIC  Polarización en Zona Activa (XXI) ATE-UO Trans 28 Variación del parámetro “  ” Ejemplo:  = 0,99  = 0,99/(1-0,99) = 99  = 0,999  = 0,999/(1-0,999) = 999 Los fabricantes usan el término h FE en vez de .

30 Polarización en Zona Activa (XXII) ATE-UO Trans 29 Configuraciones “base común” y “emisor común” (> V EB ) C E B V BC IEIE -I C -I B V EB Configuración “base común” V EC -I C C E B IEIE -I B V EB Configuración “emisor común” Para controlar I C, la fuente de tensión de entrada V EB tiene que aportar la corriente I B   I C /   <<  I C. + - V EC -V EB >0 P N P Para controlar I C, la fuente de tensión de entrada V EB tiene que aportar la corriente I E   - I C /    -I C.

31 W B >>L P Portad./cm 3 5·10 11 10 12 0 pBpB nCnC nEnE V EB =0,3 V BC P+P+ P N-N- E B C IEIE ICIC IBIB Transistor “mal hecho” (con base ancha) (I) ATE-UO Trans 30 Gradiente grande  fuerte corriente de huecos. Gradiente muy pequeño  no hay casi corriente de huecos. Gradiente muy pequeño  no hay casi corriente de electrones.

32 I pE IEIE -I C I nB 0 3 1.5 I nE nEnE -I nC nCnC I pB pBpB Densidad de corriente [mA/cm 2 ] Portad./cm 3 5·10 11 10 12 0 -I pC Transistor “mal hecho” (con base ancha) (II) ATE-UO Trans 31

33 Transistor “mal hecho” (con base ancha) (III) ATE-UO Trans 32 0 I pE I pB -I pC I nE I nB -I nC IEIE -I C 3 1.5 Densidad de corriente [mA/cm 2 ] IEIE V EB =0,3 V BC P+P+ P N-N- E B C -I C -I B W B >>L P  0   -I B  I E  -I B -I B Circuito equivalente con Base ancha. V EB V BC C E B -I C  0

34 Polarización en Zona de Corte (I) ATE-UO Trans 33 Cálculo de las corrientes en zona de corte IEIE IBIB ICIC V BC C (P) E (P) V BE B (N) - + V CB + - V EB Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de corte ( ver ATE-UO Trans 18 ): V EB <<-V T y V CB <<-V T. Por tanto: e V EB /V T -1  -1  y e V CB /V T -1  -1 I E  -q·n i 2 ·A·D NE /(N AE ·L NE ) I C  -q·n i 2 ·A·D NC /(N AC ·L NC ) I B  q·n i 2 ·A·(D NE /(N AE ·L NE ) + D NC /(N AC ·L NC )) Se obtiene: Las tres corrientes son muy pequeñas Muy importante

35 Polarización en Zona de Corte (II) ATE-UO Trans 34 Comparación entre las corrientes en zona activa y en zona de corte Zona de Corte I E  -q·n i 2 ·A·D NE /(N AE ·L NE ) I C  -q·n i 2 ·A·D NC /(N AC ·L NC ) I B  q·n i 2 ·A·(D NE /(N AE ·L NE ) + D NC /(N AC ·L NC )) Zona Activa I E  e V EB /V T ·q·n i 2 ·A·(D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B )) I C   - e V EB /V T ·q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B ) I B  - e V EB /V T ·q·n i 2 ·A·D NE /(N AE ·L NE ) Como V T  26mV, e V EB /V T es muy grande en condiciones normales de uso. Por ejemplo, si V EB = 400mV, entonces e V EB /V T = 4,8·10 6

36 Polarización en Zona de Corte (III) ATE-UO Trans 35 C E B V BC IEIE -I C V EB 0 Concentración Escala lineal 0 Corriente nCnC -I C (activa) I E (activa) p B (activa) n E (activa) Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y corte -I C (corte) I E (corte) p B (corte) n E (corte) V BE

37 Resumen ATE-UO Trans 36 C E B V BC IEIE -I C -I B V BE Base común V EC -I C C E B IEIE -I B V BE Emisor común -I C   ·I E y -I B    (1-  )·I E -I C   -  ·I B y I E   -(1+  )·I B C E B V BC IEIE -I C -I B V EB Base común V EC (> V EB ) -I C C E B IEIE -I B V EB Emisor común I C   0,  I E   0  y I B    0 Zona Activa Zona de Corte

38 Otras condiciones cercanas a las de corte (I) ATE-UO Trans 37 C E B V BC IEIE -I C -I B Base común y emisor común Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de corte ( ver ATE-UO Trans 18 ): V EB =0 y V CB <<-V T. Por tanto: e V EB /V T -1 = 0  y e V CB /V T -1  -1 I E (V EB =0) =q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B )) I C (V EB =0) =-q·n i 2 ·A·(D PB /(N DB ·W B ) + D NC /(N AC ·L NC )) I B (V EB =0) = q·n i 2 ·A·D NC /(N AC ·L NC ) Corrientes muy pequeñas, aunque algo mayores que las que teníamos estrictamente en corte. En general, son despreciables. Cortocircuito entre emisor y base

39 Otras condiciones cercanas a las de corte (II) ATE-UO Trans 38 C E B V BC -I C0 La corriente de colector que circula es pequeña, pero bastante mayor que la de casos anteriores. Es denominada “corriente inversa de saturación emisor-colector con la base en circuito abierto”, I EC0. Es aconsejable no dejar la base “al aire”, siendo mejor cortocircuitarla al emisor o conectarla a dicho terminal a través de una resistencia. Emisor en circuito abierto La corriente de colector que circula es muy pequeña. Es denominada “corriente inversa de saturación de la unión base-colector con el emisor en circuito abierto”, I C0. Base en circuito abierto V EC C E B I EC0

40 Polarización en Zona de Saturación (I) ATE-UO Trans 39 Cálculo de las corrientes en zona de saturación IEIE IBIB ICIC V CB C (P) E (P) V EB B (N) - + V CB + - V EB Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de saturación ( ver ATE-UO Trans 18 ): V EB >>V T y V CB >>V T. Por tanto: e V EB /V T -1  e V EB /V T  y e V CB /V T -1  e V CB /V T Corrientes de emisor y de colector muy dependientes de las tensiones emisor base y colector base. I E = q·n i 2 ·A·(e V EB /V T ·(D NE /(N AE ·L NE ) + D PB /(N DB ·W B )) - e V CB /V T ·D PB /(N DB ·W B )) I C =-q·n i 2 ·A·(e V EB /V T ·D PB /(N DB ·W B ) - e V CB /V T ·(D PB /(N DB ·W B )+D NC /(N AC ·L NC ))) I B = -q·n i 2 ·A·(e V EB /V T ·D NE /(N AE ·L NE ) + e V CB /V T ·D NC /(N AC ·L NC )) Se obtiene:

41 Polarización en Zona de Saturación (II) ATE-UO Trans 40 -I B -I C + - V CB P P N V EB Emisor común R V1V1 Caso habitual: una impedancia en el circuito de colector y configuración en emisor común (I) Partimos de un valor “moderado” de -I B, de forma que V CB = -V 1 - I C ·R + V EB < 0. Entonces estamos en zona activa. Hacemos crecer -I B, de forma que crece -I C. Llega un momento que V CB >0 e incluso V CB >>V T. Si llamamos D B y D C : D B = q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B ) D C = q·n i 2 ·A·D NC /(N AC ·L NC ) V 1 >V EB La corriente de colector será: -I C = e V EB /V T ·D B - e (-V 1 - I C ·R + V EB )/V T ·(D B +D C )

42 Muy, muy importante Polarización en Zona de Saturación (III) ATE-UO Trans 41 Caso habitual: Una impedancia en el circuito de colector y configuración en emisor común (II) Por tanto: (-I C ) = e V EB /V T ·(D B - e (-V 1 +(- I C )·R)/V T ·(D B +D C )) -I B -I C + - V CB P P N V EB Emisor común R V1V1 V 1 >V EB Si V EB /V T >>1, e V EB /V T . Entonces: (-I C )·R = V 1 + V T ·ln(D B /(D B +D C )) y, como D B >>D C : (-I C )·R  V 1 El transistor se comporta como un cortocircuito

43 -I C (activa) I E (activa) p B (activa) 0 Concentración Escala lineal 0 Corriente nCnC nEnE Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y saturación Polarización en Zona de Saturación (IV) ATE-UO Trans 41 p B (lim.) -I C (límite) I E (límite) p B (sat.) -I C (satur.) I E (satur.) V 1 /R Misma pendiente, ya que la corriente de colector es más o menos constante.

44 Resumen ATE-UO Trans 43 I C   0,  I E   0 y I B    0 -I C   ·I E y -I B    (1-  )·I E -I C   -  ·I B y I E   -(1+  )·I B V CB < 0 Zona Activa IEIE -I B -I C - + V CB P P N V EB R V1V1 Zona de Corte IEIE -I B -I C - + V CB P P N V BE R V1V1 IEIE -I B -I C - + V CB P P N V EB R V1V1 Zona de Saturación V CB > 0 (V CE  0) -I C   V 1 /R Muy, muy importante

45 Polarización en Zona Transistor Inverso (I) ATE-UO Trans 44 IEIE IBIB ICIC P+P+ P N-N- E B C + - - + V BE V CB +- -+ V EB Estamos usando el emisor como si fuera un colector y el colector como si fuera un emisor Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de transistor inverso ( ver ATE-UO Trans 18 ): V EB >V T. Por tanto: e V EB /V T -1  -1  y e V CB /V T -1  e V CB /V T

46 Polarización en Zona Transistor Inverso (II) ATE-UO Trans 45 I E  -q·n i 2 ·A·(D NE /(N AE ·L NE ) + D PB /(N DB ·W B ) + e V CB /V T · D PB /(N DB ·W B )) I C  q·n i 2 ·A·(D PB /(N DB ·W B ) + e V CB /V T ·(D PB /(N DB ·W B )+D NC /(N AC ·L NC ))) I B  q·n i 2 ·A·(D NE /(N AE ·L NE ) - e V CB /V T ·D NC /(N AC ·L NC )) Queda: Finalmente, despreciando los términos no afectados por e V CB /V T, obtenemos: I E  -q·n i 2 ·A·e V CB /V T · D PB /(N DB ·W B ) I C  q·n i 2 ·A·e V CB /V T ·(D PB /(N DB ·W B )+D NC /(N AC ·L NC )) I B  -q·n i 2 ·A·e V CB /V T ·D NC /(N AC ·L NC ) Estas ecuaciones son como las de zona activa si hacemos los siguientes cambios: V EB  V CB, V CB  V EB, I E  I C, I C  I E, D NC /(N AC ·L NC )  D NE /(N AE ·L NE ) y D NE /(N AE ·L NE )  D NC /(N AC ·L NC ).

47 Polarización en Zona Transistor Inverso (III) ATE-UO Trans 46 Conclusión: Existe cierta reversibilidad en el comportamiento del emisor y del colector. La gran diferencia es que las características físicas del emisor, D NE /(N AE ·L NE ), y del colector, D NC /(N AC ·L NC ), son distintas. C E B V CB -I E ICIC -I B Definición del parámetro “  ” inverso, “  R ”  R = D PB /(N DB ·W B ) D NC /(N AC ·L NC )+D PB /(N DB ·W B )  R = -I E /I C V EB =0 Para distinguir ambos parámetros “  ” vamos a llamar “  F ” al directo, definido en ATE-UO Trans 25.

48 Comparación de “  F ” y “  R ” ATE-UO Trans 47 C E B V CB -I E ICIC -I B  R = -I E /I C V EB =0 IEIE -I C C E B V EB  F = D PB /(N DB ·W B ) D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B )  F = -I C /I E V CB =0  R = D PB /(N DB ·W B ) D NC /(N AC ·L NC )+D PB /(N DB ·W B ) D PB = 10 cm 2 /s N DB = 10 13 atom./cm 3 W B = 1  m D NE = 40 cm 2 /s N AE = 10 15 atom./cm 3 L NE = 20  m Ejemplo: D NC = 40 cm 2 /s N AC = 10 14 atom./cm 3 L NC = 20  m D PB /(N DB ·W B )= 10 -8 D NE /(N AE ·L NE )= 2·10 -11 D NC /(N AC ·L NC )= 2·10 -10  F = 0,998  R = 0,98

49 Definición de “  F ” y “  R ” ATE-UO Trans 48 D PB = 10 cm 2 /s N DB = 10 13 atom./cm 3 W B = 1  m D NE = 40 cm 2 /s N AE = 10 15 atom./cm 3 L NE = 20  m Ejemplo anterior: D NC = 40 cm 2 /s N AC = 10 14 atom./cm 3 L NC = 20  m  F = 500  R = 50 Definimos  F   F  =  F /(1-  F ) Definimos  R   R  =  R /(1-  R ) Valor de  F en función de la física del transistor:  F =D PB ·N AE ·L NE /(D NE ·N DB ·W B ) Valor de  R en función de la física del transistor:  R =D PB ·N AC ·L NC /(D NC ·N DB ·W B ) En la realidad, estos valores suelen ser menores por la influencia de otros fenómenos no contemplados.

50 Volvemos a escribir las ecuaciones del transistor: I E = q·n i 2 ·A·(D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B ))·(e V EB /V T -1) - - q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B )·(e V CB /V T -1) Modelo de Ebers-Moll de un transistor (I) ATE-UO Trans 49 I C = -q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B )·(e V EB /V T -1) + + q·n i 2 ·A·(D PB /(N DB ·W B )+D NC /(N AC ·L NC ))·(e V CB /V T -1) IEIE IBIB ICIC C (P) E (P) B (N) - + V CB + - V EB Principal idea: buscar un circuito equivalente a un transistor que sea válido en cualquier región de trabajo. I SC ·(e V CB /V T -1) = I R I SE ·(e V EB /V T -1) = I F

51 Por tanto: I E = I F - q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B )·(e V CB /V T -1) siendo: I F = q·n i 2 ·A·(D NE /(N AE ·L NE )+D PB /(N DB ·W B ))·(e V EB /V T -1) y también: I C = I R -q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B )·(e V EB /V T -1) siendo: I R = q·n i 2 ·A·(D PB /(N DB ·W B )+D NC /(N AC ·L NC ))·(e V CB /V T -1) Modelo de Ebers-Moll de un transistor (II) ATE-UO Trans 50 IR·RIR·R IF·FIF·F Por tanto, en resumen: I E = I F - I R ·  R I C = I R - I F ·  F I F = I SE ·(e V EB /V T -1) I R = I SC ·(e V CB /V T -1)

52 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (III) ATE-UO Trans 51 Resumen: I E = I F - I R ·  R I C = I R - I F ·  F I F = I SE ·(e V EB /V T -1) I R = I SC ·(e V CB /V T -1) B C E IEIE ICIC IBIB IEIE IBIB ICIC C (P) E (P) B (N) - + V CB + - V EB + - V EB - + V CB IFIF IRIR  R ·I R  F ·I F Muy, muy importante

53 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (IV) ATE-UO Trans 52 I E = I F - I R ·  R I C = I R - I F ·  F I F = I SE ·(e V EB /V T -1) I R = I SC ·(e V CB /V T -1) B C E IEIE ICIC IBIB + - V EB - + V CB IFIF IRIR  R ·I R  F ·I F De las ecuaciones anteriores se deduce: q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B )·(e V CB /V T -1) = I SC ·  R ·(e V CB /V T -1) q·n i 2 ·A·D PB /(N DB ·W B )·(e V EB /V T -1) = I SE ·  F ·(e V EB /V T -1) Por tanto: I SC ·  R = I SE ·  F = I S Consecuencia: Sólo hacen falta tres parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: I S,  F y  R.

54 Cálculo de I C0 ATE-UO Trans 53 Partiendo de: 0 = I F - I R ·  R I C0 = I R - I F ·  F I F = I SE ·(e V EB /V T -1) I R = I SC ·(e V CB /V T -1) I E =0 I C =I C0 C B E IBIB + - V EB - + V CB IFIF IRIR  R ·I R  F ·I F C E B V BC -I C0 V BC Se obtiene: I C0 = I SC ·(e V CB /V T -1)·(1-  R ·  F ) y como V CB <<-V T, I C0 = -I SC ·(1-  R ·  F ) = -I S ·(1-  R ·  F )/  R

55 Particularizando el modelo para polarización en Zona Activa ATE-UO Trans 54 Partiendo de: I E = I F - I R ·  R I C = I R - I F ·  F I F = I SE ·(e V EB /V T -1) I R = I SC ·(e V CB /V T -1) Se obtiene -I C = -I R ·(1-  R ·  F ) + I E ·  F y como V CB <<-V T, queda: -I C = I SC ·(1-  R ·  F ) + I E ·  F = -I C0 + I E ·  F -I C IEIE IBIB V BC C (P) E (P) V EB B (N) - + V CB + - V EB -I C0 Éstas son mejores aproximaciones que -I C   F ·I E y I C   F ·I B Muy importante y como I B + I c + I E = 0, se obtiene: I C = I C0 ·(1+  F ) + I B ·  F

56 Partiendo del modelo de Ebers-Moll, se obtiene: I C (corte) = -I SC ·(1-  R ) = -I S ·(1-  R )/  R = I C0 ·(1-  R )/(1-  R ·  F ) I C (V EB =0) = -I SC = -I S /  R = I C0 /(1-  R ·  F ) I EC0 = I SC ·(1-  R ·  F )/(1-  F ) = I S ·(1-  R ·  F )/((1-  F )·  R ) =- I C0 /(1-  F ) Comparación entre I C0, I C (corte), I C (V EB =0) y I EC0 ATE-UO Trans 55 C E B V BC -I C0 C E B V BC -I C (V EB =0) C E B V EC I EC0 -I C (corte) C E B V BC V BE  I C (corte)  <  I C0  <  I C (V EB =0)  <  I EC0  En resumen: I C (corte)  I C0 I C (V EB =0)  I C0 ·(1+  R )I EC0 = -I C0 ·(1+  F )

57 Escala lineal Portad./cm 3 5·10 11 10 12 0 nCnC nEnE Al aumentar la tensión Base-Colector V BC, el ancho de la zona de transición también aumenta, por lo que el ancho efectivo de la Base W B disminuye. Al disminuir el ancho efectivo de la base aumenta la corriente de emisor (ya que aumenta el gradiente de minoritarios de la base), y también disminuye la corriente de base (ya que disminuyen las recombinaciones, ahora despreciadas, de minoritarios en ella). C E B V BC V EB p B (V BC1 ) WBWB V BC1 W’ B p B (V BC2 ) < V BC2 Efecto “Early” ATE-UO Trans 56

58 V CB =0 V CB =-5V V CB = -10V Referencias normalizadas IEIE IBIB ICIC C E B - + V CB + - V EB Para una determinada tensión V EB, la corriente de emisor crece con la tensión inversa aplicada entre colector y base (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo. Cuando V EB =0 y V CB <<-V T, la corriente de emisor es ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37 ). Es un detalle no muy importante. Curvas características en base común (I) ATE-UO Trans 57 0 I E [mA] V EB [V] Curvas de entrada 0,6 20

59 Referencias normalizadas IEIE IBIB ICIC C E B - + V CB + - V EB En polarización en zona activa, se comporta como una fuente de corriente. Curvas características en base común (II) ATE-UO Trans 58 I E =40mA I E =20mA I E =0mA I C0 V CB [V] Curvas de salida I C [mA] 0 -40 -20 -4 -2 -6 I E =10mA I E =30mA I E =50mA Muy importante

60 Referencias normalizadas IEIE IBIB ICIC C E B - + V CB + - V EB Curvas características en base común (III) ATE-UO Trans 59 Muy importante Corte V CB [V] Curvas de salida I C [mA] 0 -40 -20 -4 -2 -6 I E =40mA I E =20mA I E =0mA I C0 I E =10mA I E =30mA I E =50mA Zonas de trabajo Zona Activa Saturación

61 Curvas de entrada 0 I B [  A] V BE [V] -0,6 -100 Para una determinada tensión V BE, la corriente de base decrece con la tensión inversa aplicada entre colector y emisor (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo. Cuando V BE =0 y V CB <<-V T, la corriente de base es ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37 ). Es un detalle no muy importante. Curvas características en emisor común (I) ATE-UO Trans 60 Referencias normalizadas V BE + - ICIC IBIB C E B V CE + - V CE =0 V CE =-5V V CE =-10V

62 Curvas características en emisor común (II) ATE-UO Trans 61 Referencias normalizadas V BE + - ICIC IBIB C E B V CE + - -I EC0 =I C0 ·(1+  F ) I B =0  A I B =-100  A I B =-200  A I B =-300  A I B =-400  A I C [mA] V CE [V] 0 -40 -20 -4 -2 -6 Curvas de salida En zona activa, se comporta como una fuente de corriente, como ocurría en base común, pero con un comportamiento algo menos ideal. Muy importante

63 Corte Curvas características en emisor común (III) ATE-UO Trans 62 Referencias normalizadas V BE + - ICIC IBIB C E B V CE + - I B =0  A I B =-100  A I B =-200  A I B =-300  A I B =-400  A I C [mA] V CE [V] 0 -40 -20 -4 -2 -6 Curvas de salida Muy, muy importante Zonas de trabajo Saturación Zona Activa

64 Recta de carga -I C [mA] -V CE [V] 40 20 4 2 6 0 -I C -I B R=200  V 2 =6V V1V1 -V CE + - -I B =300  A I B =0  A -I B =100  A -I B =200  A -I B =400  A Análisis gráfico en emisor común ATE-UO Trans 63 -I B = 0  - I C  0  -V CE  6V   Corte -I B = 100  A  - I C  10mA  -V CE  4V   Zona activa -I B = 200  A  - I C  20mA  -V CE  2V   Zona activa -I B = 300  A  - I C  30mA  -V CE  0,4V   Saturación -I B = 400  A  - I C  30mA  -V CE  0,4V   Saturación

65 ICIC IBIB Saturación Z. Activa Determinación del estado en zona activa o en saturación en circuitos Zona Activa: I C  I B ·  F Saturación: I C < I B ·  F Determinación del estado en zona activa o en saturación en circuitos Zona Activa: I C  I B ·  F Saturación: I C < I B ·  F Esta representación justifica en término “saturación”. Corte La corriente de colector como función de la corriente de base. ATE-UO Trans 64

66 ICIC V CE I C4 I C3 I C2 I C1  = Cte. Curvas de salida Curvas de entrada Unión PN ideal Circuito equivalente I B0 I B1 I B2 I B3 I B4 B C E IEIE -I C -I B  ·I E -  ·I B El transistor bipolar ideal ATE-UO Trans 65 Muy importante

67 -I C [mA] -V CE [V] 40 30 20 10 246 -I C -I B R=200  V 2 =6V V1V1 -V CE + - Análisis gráfico en emisor común con un transistor ideal ATE-UO Trans 66 -I B = 0  -I C = 0  -V CE = 6V   Corte -I B = 200  A  -I C = 20mA  -V CE = 2V   Z. activa -I B = 400  A  -I C = 30mA  -V CE = 0V   Saturación -I B = 300  A  -I C = 30mA  -V CE = 0V   Saturación -I B =0 -I B = 100  A 200  A 300  A 400  A

68 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (I) ATE-UO Trans 67 Como V CB < 0, el diodo CB no puede conducir. -  ·I B Zona activa -I B -I C - + V CB B C E (P) (N) R2R2 V2V2 R1R1 (P) V1V1 Por tanto: I C  =  ·I B Muy importante

69 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (II) ATE-UO Trans 68 Como I B = 0, la fuente de corriente no conduce corriente. Corte I B =0 -I C -  ·I B - + V CB R1R1 B C E (P) (N) R2R2 V2V2 (P) V1V1 Por tanto: I C  = 0 Muy importante Como V CB < 0, el diodo CB no puede conducir.

70 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (III) ATE-UO Trans 69 Como  ·(-I B ) >V 2 /R 2, el diodo CB conduce. Saturación -I B  ·(-I B ) -I C - + V CB B C E (P) (N) R2R2 V2V2 R1R1 (P) V1V1 Por tanto: V CB  = 0, -I C = V 2 /R 2 Muy importante

71 Todo lo dicho para transistores PNP se aplica a los NPN sin más que: Mantener todos los tipos de polarización (directa o inversa). Cambiar los sentidos de todas las fuentes de tensión que hemos dibujado. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las tensiones. Cambiar los sentidos de todas las circulaciones reales de corriente. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las corrientes. V CB < 0 -I C   ·I E I C   ·I B PNP, z. activa IEIE -I B -I C - + V CB P P N V EB R V1V1 V CB > 0 I C   ·(-I E ) I C   ·I B NPN, z. activa -I E IBIB ICIC - + V CB N N P V BE R V1V1 Transistores NPN ATE-UO Trans 70

72 Resumen con transistores NPN ATE-UO Trans 71 I C   0,  I E   0 y I B    0 V CB < 0 (V CE  0) I C   V 1 /R Muy, muy importante V CB > 0 I C   ·(-I E ) I C   ·I B NPN, z. activa -I E IBIB ICIC - + V CB N N P V BE R V1V1 NPN, corte -I E IBIB ICIC - + V CB N N P V EB R V1V1 NPN, saturación -I E IBIB ICIC - + V CB N N P V BE R V1V1

73 Curvas características en emisor común en un transistor NPN ATE-UO Trans 72 Curvas de entrada 0 I B [  A] V BE [V] 0,6 100 V CE =0 V CE =5V V CE =10V I B =0  A I B = 100  A I B = 200  A I B = 300  A I B = 400  A I C [mA] V CE [V] 0 40 20 4 2 6 Curvas de salida Referencias normalizadas V BE + - ICIC IBIB C E B V CE + - Todas las magnitudes importantes son positivas

74 Circuito equivalente ideal B C E -I E ICIC IBIB  ·(-I E )  ·I B Circuitos equivalentes para un transistor NPN ATE-UO Trans 73 I E = -I F + I R ·  R I C = -I R + I F ·  F I F = I SE ·(e V BE /V T -1) I R = I SC ·(e V BC /V T -1) B C E IEIE ICIC IBIB V BE - ++ - V BC IFIF IRIR  R ·I R  F ·I F Modelo de Ebers-Moll

75 Encapsulado de transistores ATE-UO Trans 74 Encapsulado TO-220 MJE13008 (NPN) IRF840 (MOSFET, N) BDX53C (Darlington) Encapsulado TO-126 (SOT-32) BD135 (NPN) BD136 (PNP) Encapsulado TO-92 BC548 (NPN) BC558 (PNP) Encapsulado TO-3 2N3055 (NPN) BU326 (NPN)

76 Antiguo transistor PNP de aleación E C B N-N- P P+P+ Forma real de los transistores ATE-UO Trans 75 Transistor NPN plano de doble difusión N+N+ N+N+ N P-P- E B C SiO 2

77 P+P+ P+P+ P N-N- E B C Resistencia de base ATE-UO Trans 76 Parte que realmente actúa como transistor Existe una resistencia relativamente alta al estar la base poco dopada. La llamamos R B. B’ CE IEIE ICIC IBIB + - V EB - + V CB IFIF IRIR  R ·I R  F ·I F B RBRB Modelo de Ebers-Moll modificado

78 Como en el caso de las uniones PN en general, se caracterizan como: Capacidades parásitas (aplicaciones lineales) Tiempos de conmutación (en conmutación) Efectos dinámicos en los transistores (I) ATE-UO Trans 77 p B (sat.) El tiempo más largo es el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, t S. 0 Concentración nCnC nEnE P+P+ P N-N- Transistor saturado Para cortar el transistor hay que eliminar todo este exceso de portadores. p B corte Transistor cortado

79 Efectos dinámicos en los transistores (II) ATE-UO Trans 78 ¿Cómo disminuir el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, t S ? a) No dejando que el transistor se sature muy intensamente (que quede en el límite zona activa- saturación). b) Extrayendo los minoritarios de la base polarizando inversamente la unión base emisor. p B (sat.) p B (lim.) Situación menos deseable (muy saturado) (desde en punto de vista de la rapidez). Situación más deseable (en el límite)

80 Efectos dinámicos en los transistores (III) ATE-UO Trans 79 Circuitos de “antisaturación”: El transistor se queda en el límite entre saturación y zona activa. - + V CB N N P R2R2 V2V2 V1V1 R1R1 Con diodo Schottky - + V CB N N P R2R2 V2V2 V1V1 R1R1 Con 3 diodos Estos diodos impiden la polarización directa de la unión CB.

81 Efectos dinámicos en los transistores (IV) ATE-UO Trans 80 Circuito para la extracción rápida de los minoritarios de la base. Saturación N N P R2R2 V2V2 V1V1 R 1 /2 C1C1 - + V BE N N P R2R2 V2V2 V1V1 R1R1 Saturación  Corte - + V BE + - Esta corriente es la de eliminación de los minoritarios de la base Circuito con extracción lenta de los minoritarios de la base. Corte

82 Optoacoplador Fototransistores y fotoacopladores ATE-UO Trans 81 Símbolo Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base. ICIC LED F.T. ICIC I LED R2R2 V2V2 + N N P R2R2 V2V2 Fotodetector I C /I LED  1-0,2 Muy importante

83 N-N- Estructura de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (canal N) ATE-UO Trans 82 P+P+ P+P+ Puerta (G) Drenador (D) Fuente (S) JFET (canal P) Símbolo G D S Canal JFET (canal N) Símbolo G D S canal P G D S canal N G D S Otros símbolos

84 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (I) ATE-UO Trans 83 N-N- P+P+ P+P+ Puerta (G) Drenador (D) Fuente (S) Zona de transición en zona muy dopada  estrecha Zona de transición en zona poco dopada  ancha

85 N-N- (G) (S) P+P+ P+P+ (D) Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (II) ATE-UO Trans 84 V1V1 V2V2 V 1 < V 2 Según aumenta la tensión drenador-fuente, aumenta la resistencia del canal, ya que aumenta la zona de transición, que es una zona de pocos portadores.

86 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (III) ATE-UO Trans 85 G D S + - V DS IDID IDID V1V1 V2V2 Evolución si la resistencia no cambiara con la tensión. Evolución real en un JFET (la resistencia cambia con la tensión aplicada).

87 Principio de funcionamiento de los JFET (IV) ATE-UO Trans 86 V DS N-N- (G) (S) P+P+ P+P+ (D) Si se aumenta más la tensión drenador-fuente, la zona de transición llega a dejar una parte del canal con muy pocos portadores. La corriente de drenador no cesa (si cesara no se formaría el perfil de zona de transición que provoca esta situación). La tensión V DS a la que se produce la contracción total del canal recibe el nombre de tensión de contracción (“pinch-off”), V PO. V DS =V PO > V 2 V PO + -

88 Principio de funcionamiento de los JFET (V) ATE-UO Trans 87 Si se aumenta la tensión drenador-fuente por encima de V PO, va aumentando la parte del canal que ha quedado con muy pocos portadores, L ZTC (longitud de la zona de transición en el canal). Sin embargo, el aumento de L ZTC al aumentar V DS es pequeño comparado con la longitud del canal, L C. (G) (S) (D) V DS N-N- P+P+ P+P+ V DS =V 3 > V PO LCLC L ZTC

89 Si L’ ZTC << L C (hipótesis de canal largo) y admitimos que el perfil de portadores en la parte no contraída del canal no ha cambiado, tenemos que admitir que la tensión en dicha parte es V PO. (G) (S) (D) V DS P+P+ P+P+ N-N- L ZTC V DS =V 4 > V 3 L’ ZTC V PO + - Luego la corriente que circula es la necesaria para dar la misma caída de tensión sobre el mismo perfil de canal  misma corriente que cuando aplicábamos V PO  corriente constante por el canal cuando V DS >V PO. Principio de funcionamiento de los JFET (VI) ATE-UO Trans 88

90 Resumen del principio de funcionamiento de los JFET cuando V GS = 0 ATE-UO Trans 89 IDID V DS V DS =V 4 V4V4 V DS =V 3 V3V3 V DS =V PO V PO V DS =V 2 V2V2 V DS =V 1 V1V1 V DS =0 Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente

91 Es decir: V DSPO = U A = V PO - U B N-N- (G) (S) P+P+ P+P+ (D) V DS =V PO ¿Qué pasa si V GS  0? ATE-UO Trans 90 Con V GS =0, la contracción ocurre cuando V DS = V DSPO =V PO. La contracción se produce cuando: V DS =V DSPO =V PO + V GS Cuando V GS < 0, la corriente que circula es menor y la contracción se produce a una V DS menor.  V PO + - (G) (S) P+P+ P+P+ (D) N-N- El canal es siempre más estrecho, al estar polarizado más inversamente  mayor resistencia V GS + - UBUB UAUA VDSVDS + -  V PO + -

92 Curvas características de un JFET (canal N) ATE-UO Trans 91 V GS = 0V V GS = -0,5V V GS = -1V V GS = -1,5V V GS = -2V Contracción del canal Muy importante I D [mA] V DS [V] 4 2 4 2 6 0 Curvas de salida Curvas de entrada: No tienen interés (unión polarizada inversamente) G D S + - V DS IDID + - V GS Referencias normalizadas Contracción producida cuando: V DSPO =V PO + V GS

93 La tensión V PO ATE-UO Trans 92 Cortocircuitamos el drenador y la fuente y aplicamos tensión entre puerta y fuente. Cuando la tensión V GS alcanza un valor negativo suficientemente grande, la zona de transición invade totalmente el canal. Este valor es el de contracción del canal, V PO. U B2 V GS + - (G) (S) P+P+ P+P+ (D) N-N- (G) (S) P+P+ P+P+ (D) U B1 N-N- V GS + - = -V PO U B1 <

94 Análisis gráfico de un JFET en fuente común ATE-UO Trans 93 V DS [V] I D [mA] 4 2 8 4 12 0 G D S + - V DS IDID + - V GS 2,5K  10V V GS = -2V V GS = -1,5V V GS = -1V V GS = -0,5V V GS = 0V > -0,5V> -1V > -1,5V> -2V Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente V GS = -2,5V > -2,5V Comportamiento como circuito abierto Muy importante

95 V DS [V] I D [mA] 4 2 8 4 12 0 V GS = -2V V GS = -1,5V V GS = -1V V GS = -0,5V V GS = 0V V GS = -V PO Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) ATE-UO Trans 94 I D0PO Partimos de conocer el valor de la corriente de drenador cuando V GS = 0 y el canal está contraído, I D0PO. También se conoce la tensión de contracción del canal, V PO Ecuación ya conocida: V DSPO = V PO + V GS Muy importante Ecuación no demostrada: I DPO  I D0PO ·(1 + V GS /V PO ) 2 I DPO

96 Comparación entre transistores bipolares y JFET (I) ATE-UO Trans 95 G (P) D S V1V1 R V2V2 N R V1V1 V2V2 B (P) C (N) E (N) IDID ICIC + - V BE - V GS + En ambos casos, las tensiones de entrada (V BE y V GS ) determinan las corrientes de salida (I C e I D ). IBIB En zona de comportamiento como fuente de corriente, es útil relacionar corrientes de salida y entrada (transistor bipolar) o corriente de salida con tensión de entrada (JFET). I G  0 La potencia que la fuente V 1 tiene que suministrar es mucho más pequeña en el caso del JFET (la corriente es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal). Muy importante

97 (G) (S) P+P+ P+P+ (D) N-N- V GS + - UBUB UAUA VDSVDS + - Comparación entre transistores bipolares y JFET (II) ATE-UO Trans 96 Corriente de electrones en todo el dispositivo (transistor unipolar) El JFET es más rápido al ser un dispositivo unipolar (conducción no determinada por la concentración de minoritarios). El JFET puede usarse como resistencia controlada por tensión, ya que tiene una zona de trabajo con característica resistiva. Para conseguir un comportamiento tipo “cortocircuito” hay que colocar muchas celdas en paralelo. Muy importante

98 Estructura real de un JFET de canal N ATE-UO Trans 97 Uso de un JFET de canal P Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo. DSG P+P+ N-N- G SiO 2 N+N+ N+N+ P+P+ Contactos metálicos Canal N G (N) D S V1V1 R V2V2 P -I D - V GS + I G  0

99 Los transistores de efecto de campo de unión metal-semiconductor MESFET ATE-UO Trans 98 DSG N+N+ N+N+ N-N- GaAs aislante Contactos óhmicos GaAs Contacto rectificador (Schottky) G Pequeña polarización directa GS G Tensión GS nula G Polarización inversa GS, zona resistiva G Polarización inversa GS, zona f. de corriente V DS IDID V GS <0 V GS = 0 V GS > 0

100 Los transistores de efecto de campo de metal- óxido-semiconductor, MOSFET ATE-UO Trans 99 DSG + P-P- Substrato N+N+ N+N+ SiO 2 Contactos metálicos Metal G S D Nombre Metal Óxido Semiconductor Estructura MOSFET de enriquecimiento (acumulación) de canal N G D S Substrato Símbolo G D S MOSFET de enriquecimiento de canal P Símbolo

101 ++ G DS + P-P- Substrato N+N+ N+N+ - - G DS + P-P- Substrato N+N+ N+N+ Principios de operación de los MOSFET (I) ATE-UO Trans 100 V1V1 + + - - Zona de transición (con carga espacial) V 2 > V 1 ++++ +++ - - - - - - Se empieza a formar una capa de electrones (minoritarios del substrato)

102 V 3 = V TH > V 2 G DS + P-P- Substrato N+N+ N+N+ ++++ - - Principios de operación de los MOSFET (II) ATE-UO Trans 101 Esta capa de minoritarios es llamada “capa de inversión” Esta capa es una zona de transición (no tiene casi portadores de carga) Cuando la concentración de los electrones en la capa formada es igual a la concentración de los huecos de la zona del substrato alejada de la puerta, diremos que empieza la inversión. Se ha creado artificialmente una zona N tan dopada como la zona P del substrato. La tensión a la que esto ocurre es llamada “tensión umbral” (“threshold voltage”), V TH.

103 Principios de operación de los MOSFET (III) ATE-UO Trans 102 V 4 > V TH G DS P P-P- Substrato N+N+ N+N+ +++++ - - - - - Situación con tensión mayor que la de umbral V GS G DS P-P- Substrato N+N+ N+N+ +++++ - - - - - V DS Conectamos la fuente al substrato. Conectamos una fuente de tensión entre los terminales fuente y drenador. ¿Cómo es la corriente de drenador? IDID

104 Principios de operación de los MOSFET (IV) ATE-UO Trans 103 Existe un canal entre drenador y fuente constituido por la capa de inversión que se ha formado. Con tensiones V DS pequeñas (<<V GS ), el canal es uniforme. V GS G DS P-P- Substrato N+N+ N+N+ +++++ - - - - - V DS  0 I D  0 V GS G DS P-P- Substrato N+N+ N+N+ +++++ - - - - - V DS =V DS1 >0 IDID - - - - - El canal se empieza a contraer según aumenta la tensión V DS. La situación es semejante a la que se da en un JFET.

105 El canal formado se contrae totalmente cuando V DS = V DSPO. Cuando V DS > V DSPO, el MOSFET se comporta como una fuente de corriente (como en el caso de los JFET). V GS G DS P-P- Substrato N+N+ N+N+ +++++ V DS2 =V DSPO >V DS1 IDID - - - - - - - - - - V GS G DS P-P- Substrato N+N+ N+N+ +++++ V DS3 >V DSPO IDID - - - - - - - - - - ATE-UO Trans 104 Principios de operación de los MOSFET (V)

106 Si V GS = 0, la corriente de drenador es prácticamente nula. En general, si V GS <V TH, no hay casi canal formado y, por tanto, no hay casi corriente de drenador. V DS1 G DS P-P- Substrato N+N+ N+N+ I D  0 ATE-UO Trans 105 Principios de operación de los MOSFET (VI) G DS P-P- Substrato N+N+ N+N+ I D  0 V DS2 > V DS1

107 Curvas características de un MOSFET de enriquecimiento de canal N ATE-UO Trans 106 Muy importante I D [mA] V DS [V] 4 2 4 2 6 0 Curvas de salida Curvas de entrada: No tienen interés (puerta aislada del canal) V GS < V TH = 2V V GS = 2,5V V GS = 3V V GS = 3,5V V GS = 4V V GS = 4,5V Referencias normalizadas + - V DS IDID + - V GS G D S

108 Análisis gráfico de un MOSFET en fuente común ATE-UO Trans 107 V DS [V] I D [mA] 4 2 8 4 12 0 V GS = 2,5V V GS = 3V V GS = 3,5V V GS = 4V V GS = 4,5V V GS = 0V< 2,5V< 3V < 3,5V< 4V Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente V GS < V TH = 2V < 4,5V Comportamiento como circuito abierto Muy importante + - V DS IDID + - V GS 2,5K  10V G D S

109 Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) y de la tensión umbral ATE-UO Trans 108 Ecuaciones no demostradas: I DPO  (V GS - V TH ) 2 ·Z·  n ·C ox /2L C V TH  2·  F + (  rs ·x ox /  rox )·(4·q·N A ·  F /(  rs ·  0 )) 1/2 Z = longitud en el eje perpendicular a la representación. C ox = Capacidad del óxido por unidad de área de la puerta.  rs,  rox y  0 = permitividades relativas del semiconductor y del óxido y permitividad absoluta. x ox = grosor del óxido debajo de la puerta.  F =V T ·ln(N A /n i )

110 G DS + P-P- Substrato N+N+ N+N+ N-N- Los MOSFET de deplexión (I) ATE-UO Trans 109 Existe canal sin necesidad de aplicar tensión a la puerta. Se podrá establecer circulación de corriente entre drenador y fuente sin necesidad de colocar tensión positiva en la puerta. V1V1 G DS + P-P- Substrato N+N+ N+N+ +++ N-N- - - - + - V GS =V 1 Modo ACUMULACIÓN: Al colocar tensión positiva en la puerta con relación al canal, se refuerza el canal con más electrones procedentes del substrato. El canal podrá conducir más.

111 Los MOSFET de deplexión (II) ATE-UO Trans 110 V1V1 + - V GS =-V 1 G DS + P-P- Substrato N+N+ N+N+ N-N- Operación en modo DEPLEXIÓN: Se debilita el canal al colocar tensión negativa en la puerta con relación al substrato. El canal podrá conducir menos corriente. - - - + + +

112 Los MOSFET de deplexión (III) ATE-UO Trans 111 Cuando se aplica tensión entre drenador y fuente se empieza a contraer el canal, como ocurre en los otros tipos de FET ya estudiados. Esto ocurre en ambos modos de operación. V DS IDID V1V1 G DS + P-P- Substrato N+N+ N+N+ +++ N-N- - - - Modo acumulación V DS IDID V1V1 G DS + P-P- Substrato N+N+ N+N+ - - - N-N- + + + + Modo deplexión

113 Muy importante Deplexión I D [mA] V DS [V] 4 2 4 2 6 0 V GS < -1,5V V GS = -1V V GS = -0,5V V GS = 0V V GS = 0,5V V GS = 1V Modo acumulación Modo deplexión Comparación entre las curvas características de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión ATE-UO Trans 112 I D [mA] V DS [V] 4 2 4 2 6 0 V GS < V TH = 2V V GS = 2,5V V GS = 3V V GS = 3,5V V GS = 4V V GS = 4,5V Enriquecimiento

114 Canal NCanal P Comparación entre los símbolos de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión con ambos tipos de canal ATE-UO Trans 113 G D S Tipo enriquecimiento G D S Tipo deplexión D Tipo enriquecimiento G S G D S Tipo deplexión

115 Comparación de los circuitos de polarización para trabajar en zona resistiva o en zona de fuente de corriente con MOSFET de ambos tipos de canal ATE-UO Trans 114 Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo. + - V DS IDID + - V GS R V2V2 G D S V1V1 Canal N + - V DS -I D + - V GS R V2V2 G D S V1V1 Canal P

116 Comparación entre transistores JFET y MOSFET ATE-UO Trans 115 La potencia que la fuente V 1 tiene que suministrar estáticamente en un MOSFET es cero. Por tanto, la corriente I G es más pequeña aún que en el caso del JFET (que es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal). Muy importante G D S V1V1 R V2V2 IDID - V GS + I G  0 JFET, canal N La tensiones V 1 y V 2 comparten terminales del mismo signo en el caso del MOSFET. Esto facilita el control. IDID + - V GS R V2V2 G D S V1V1 MOSFET, canal N I G =  0

117 Precauciones en el uso de transistores MOSFET ATE-UO Trans 116 G D S DSG + P-P- Substrato N+N+ N+N+ El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos. El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección. Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento.