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1/131 SCR Rectificador Controlado de Silicio. 2/131 1.- Introducción Definición: SCR biestable AnodoCátodo Puerta Es un elemento unidireccional, conmutador.

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1 1/131 SCR Rectificador Controlado de Silicio

2 2/ Introducción Definición: SCR biestable AnodoCátodo Puerta Es un elemento unidireccional, conmutador casi ideal, rectificador y amplificador a la vez Definición: El tiristor (SCR, Silicon Controlled Rectifier o Rectificador Controlado de Silicio), es un dispositivo semiconductor biestable formado por tres uniones PN con la disposición PNPN. Está formado por tres terminales, llamados Anodo, Cátodo y Puerta. El instante de conmutación, puede ser controlado con toda precisión actuando sobre el terminal de puerta. Es un elemento unidireccional, conmutador casi ideal, rectificador y amplificador a la vez. SCR

3 3/131 En la curva característica idealizada del tiristor podemos apreciar tres zonas bien diferenciadas: V AK positiva a) V AK positiva. El dispositivo se comporta como un circuito abierto. V AK positiva b) V AK positiva. El elemento está en estado de conducción. V AK negativa c) V AK negativa. El dispositivo equivale a un circuito abierto. 0 a b c IAIA V AK

4 4/131 característica real V – I La característica real V – I del tiristor está representada en la figura:

5 5/131 V DWM V DWM =Tensión máx. directa de trabajo V DRM V DRM =Valor máx. de voltaje repetitivo directo. V RRM V RRM =Valor máx. de voltaje repetitivo inverso. V T V T =Caída de tensión de trabajo I T I T =Intensidad de trabajo I H I H =Intensidad de mantenimiento I DRM I DRM =Intensidad directa en estado de bloqueo. (Intensidad de fugas) I RRM I RRM =Intensidad inversa en estado de bloqueo. (Intensidad de fugas) I L I L =Intensidad de enganche

6 6/ Estructura fabricación difusión y crecimiento epitaxial En la fabricación se emplean técnicas de difusión y crecimiento epitaxial. El material básico es el Si. En la figura están representados algunos tipos de encapsulado:

7 7/ Principio de Funcionamiento Tensión de ánodo negativa respecto a cátodo (V AK < 0): Los diodos U 1 y U 3 quedan polarizados en inverso y U 2 en directo. La corriente del diodo viene dada por:

8 8/131 Tensión de ánodo positiva respecto a cátodo (V AK > 0), sin excitación de puerta: I S2 Sin señal en la puerta (G), las uniones U 1 y U 3 estarán polarizadas en directo y U 2 en inverso. La única corriente que circula por el dispositivo es la inversa de saturación del diodo formado en la unión U 2. A esta corriente de saturación la llamamos I S2.

9 9/131 Teniendo en cuenta que la corriente neta ha de ser la misma en todas las uniones: y sustituyendo: de donde: El transistor formado por la capas P 1 N 1 P 2 se encuentra en bloqueo directo, por lo que se coporta como un cto abierto, puesto que el valor de I A es muy pequeño. Esto supone que << 1 con lo que la expresión anterior se reduce a:

10 10/131 Tensión de ánodo positiva respecto a cátodo (V AK > 0), con excitación de puerta: El tiristor, idealmente, se comporta como un cortocircuito (V AK del orden de 1 a 2 V). 4.- Modelo de dos transistores:

11 11/131 Del modelo anterior, obtenemos las siguientes expresiones: Finalmente obtenemos: (teniento en cuenta: I B1 = I C2 ) Cuando ( ) se aproxima a 1, la división tiende a, por lo que I A tiende a aumentar sin límite, pasando el dispositivo al estado ON.

12 12/131 Si ahora operamos en el circuito de forma que la suma (( ) sea menor que 1, el dispositivo estará en estado OFF, manteniéndose la I A muy pequeña.Si ahora operamos en el circuito de forma que la suma (( ) sea menor que 1, el dispositivo estará en estado OFF, manteniéndose la I A muy pequeña. tipos de disparo del SCR Si aumentamos I G, la corriente de ánodo tiende a incrementarse y por tanto, tiende a aumentar 1 y 2 produciendose un efecto de realimentación positiva. De aquí podemos deducir los dos tipos de disparo del SCR: 1.- Por tensión suficientemente elevada 1.- Por tensión suficientemente elevada aplicada entre A – K, lo que provocaría que éste entrara en conducción por efecto de "avalancha"; 2.- Por intensidad positiva de polarización 2.- Por intensidad positiva de polarización en la puerta. corrientes de fugas Tanto para el estado de bloqueo directo, como para el estado de polarización inversa, existen unas pequeñas corrientes de fugas.

13 13/ Nomenclatura y Características: V DRM Tensión de pico repetitivo en bloqueo directo. (Repetitive peak off-state voltage). V DSM Tensión de pico no repetitivo en bloqueo directo. (Non -repetitive peak off - state voltage). V DWM Tensión máxima directa en estado de trabajo. (Crest working off - state voltage).

14 14/131 V RRM Tensión inversa de pico repetitivo. (Repetitive peak reverse voltage). V RSM Tensión inversa de pico no repetitivo. (Non - repetitive peak reverse voltage). V RWM Tensión inversa máxima de trabajo. (Crest working reverse voltage). V T Tensión en extremos del tiristor en estado de conducción. (Forward on - state voltage). V D Tensión en extremos del tiristor en estado de bloqueo directo. (Continuous off - state voltage).

15 15/131 V R Caída de tensión inversa en extremos del tiristor. (Reverse off - state voltage). V GT Tensión de disparo de puerta. (Ten- sión de encendido). (Gate voltage to trigger). V GNT Tensión de puerta que no provoca el disparo. (Non - triggering gate voltage). V RGM Tensión inversa de puerta máxima. (Peak reverse gate voltage). V BR Tensión de ruptura. (Breakdown voltage). I T(AV) Corriente media. (Average on - state current). I T(RMS) Intensidad directa eficaz. (R.M.S. on state current).

16 16/131 I TSM Corriente directa de pico no repetitiva. (Peak one cycle surge on - state current). I TRM Corriente directa de pico repetitivo. (Repetitive peak on - state current). I RRM Corriente inversa máxima repetitiva. (Corriente inversa). (Reverse current). I L Corriente de enganche. (Latching current). I H Corriente de mantenimiento. (Holding current). I DRM Corriente directa en estado de bloqueo. (Off - state current).

17 17/131 I GT Corriente de disparo de puerta. (Gate current to trigger). I GNT Corriente de puerta que no provoca el disparo. (Non-triggering gate current). I TC Corriente controlable de ánodo. (Controllable anode current). (Para el caso de tiristores GTO). I 2 t Capacidad de soportar un exceso de corriente durante un tiempo inferior a medio ciclo Valor límite para protección contra sobreintensidades. (I 2 t Limit value). Capacidad de soportar un exceso de corriente durante un tiempo inferior a medio ciclo. Permite calcular el tipo de protección. Debemos elegir un valor de I 2 t para el fusible de forma que:

18 18/131 P GAV Potencia media disipable en la puerta. (Average gate power dissipation). P GM Potencia de pico disipada en la puerta. (Peak gate power dissipation). P tot Potencia total disipada. (Full power dissipation). T stg Temperatura de almacenamiento. (Storage temperature range). T j Temperatura de la unión. (Juntion temperature). R th j-mb ; R j-c ; R JC Resistencia térmica unión - contenedor. (Thermal resistance, Junction to ambient).

19 19/131 R th mb-h ; R c-d Resistencia térmica contenedor - disipador. (Thermal resistance from mounting base to heatsink). R th j-a ; R j-a ; R JA Resistencia térmica unión - ambiente. (Termal resistance juntion to ambient in free air). Z th j-mb ; Z j-c ; Z JC(t) Impedancia térmica transitoria unión - contenedor. (Transient thermal impedance, juntion - to - case). Z th j-a ; Z j-a ; Z JA(t) Impedancia térmica transitoria unión - ambiente. (Transient thermal impedance, juntion - to - ambient). t d Tiempo de retraso. (Delay time). t r Tiempo de subida (Rise time).

20 20/131 t gt ; t on Tiempo de paso a conducción. (Gate - controlled turn – on time). t q ; t off Tiempo de bloqueo, (Circuit - commutated turn - off time).di/dt Valor mínimo de la pendiente de la intensidad por debajo del cual no se producen puntos calientes.dv/dt Valor mínimo de la pendiente de tensión por debajo del cual no se produce el cebado sin señal de puerta. (dv/dt) C Valor mínimo de la pendiente de tensión por debajo del cual no se produce el nuevo cebado del SCR cuando pasa de conducción a corte.

21 21/131 Características: Interruptor casi ideal. Amplificador eficaz (pequeña señal de puerta produce gran señal A – K). Fácil controlabilidad. Características en función de situaciones pasadas (Memoria). Soporta altas tensiones. Capacidad para controlar grandes poten- cias. Relativa rapidez. Características estáticas: V RWM, V DRM, V T, I TAV, I TRMS, I FD, I R, T j, I H. Las características estáticas corresponden a la región ánodo - cátodo y son los valores máximos que colocan al elemento en en límite de sus posibilidades: V RWM, V DRM, V T, I TAV, I TRMS, I FD, I R, T j, I H.

22 22/131 Características de control: Determinan la naturaleza del cto de mando que mejor responde a las condiciones de disparo. V GFM, V GRM, I GM, P GM, P GAV, V GT, V GNT, I GT, I GNT Para la región puerta - cátodo los fabricantes definen entre otras las siguientes características: V GFM, V GRM, I GM, P GM, P GAV, V GT, V GNT, I GT, I GNT Entre los anteriores destacan: V GT e I GT V GT e I GT que determinan las condiciones de encendido del dispositivo semiconductor. V GNT e I GNT V GNT e I GNT, que dan los valores máximos de corriente y de tensión, para los cuales en condiciones normales de temperatura, los tiristores no corren el riesgo de dispararse de modo indeseado.

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24 24/131 El diodo puerta (G) - cátodo (K) difiere de un diodo de rectificación en los siguientes puntos: Una caída de tensión en sentido directo más elevada. Mayor dispersión para un mismo tipo de tiristor. Construcción de la curva característica de puerta: La unión puerta – cátodo se comporta como un diodo, por lo que representamos la característica directa de dicho diodo. Para una misma familia de tiristores existe una gran dispersión. Para no complicar demasiado el proceso, se dibujan únicamente las dos curvas extremas, puesto que todas las demás quedan comprendidas entre ambas.

25 25/131 Analisis gráfico del concepto de disipación máxima. Para ello tomamos un tiristor típico con los valores nominales y las características de puerta siguientes: V RGM max = 5V P GAV max = 0.5W P GM max = 5W V GT > 3.5V I GT > 65mA Tensión insuficiente para disparar ningún elemento < 0.25V.

26 26/131 máxima disipación de potencia de pico La curva de máxima disipación de potencia de pico representa el lugar geométrico de V e I, de manera que: punto A Para el punto A, tenemos:

27 27/131 Valor superior a los dados por el fabricante ( > 0.5W de potencia media; > 5W de potencia de pico). En la figura podemos ver tres puntos tomados sobre la curva de máxima disipación de potencia que cumplen con todas las especificaciones expuestas anteriormente en los datos del dispositivo.

28 28/131 De la misma obtenemos la curva de potencia media. Para nuestro caso consideramos un valor de P GAV máx = 0.5W. Entre las curvas P GAV = continua y P GM = de pico alterna se encuentra una zona idónea para trabajar con impulsos. Ciclo de trabajo ( ):Cociente entre la potencia media y la potencia de pico: Ciclo de trabajo ( ): Cociente entre la potencia media y la potencia de pico: Para nuestro caso: De todo lo visto hasta ahora, deducimos que las tensiones e intensidades válidas para producir el disparo deben estar comprendidas en la zona rayada de la figura siguiente:

29 29/131 disparoinseguro Dentro de esta zona encontramos una parte en la cual el disparo resulta inseguro Esta corriente mínima disminuye al aumentar la temperatura:

30 30/131 Características dinámicas: Tensiones Transitorias valores de tensión superpuestosa la señal sinusoidal de la fuente de alimentaciónescasa duraciónamplitud considerable Son valores de tensión que van superpuestos a la señal sinusoidal de la fuente de alimentación. Son de escasa duración, pero de amplitud considerable. Ejemplo 1: Si tenemos una fuente de alimentación de 220V de tensión eficaz, con picos de tensión de, determinar las características mínimas de disparo que debe reunir el tiristor. Para disponer de un margen de seguridad del 50%, elegimos un tiristor que se dispare con una tensión superior a 311V 1.5 = 470V. Elegiríamos un tiristor con un valor de V DRM > 470V y V DSM >>> V DRM

31 31/131 Impulsos de Corriente Cuanto mayor sea el valor del impulso de corriente, menor será la cantidad de ciclos durante los cuales podrá admitirse este valor El fabricante proporciona curvas que dan la cantidad de ciclos durante los que se pueden tolerar determinados valores de corriente de pico. El comienzo de la curva representa el valor de pico de una corriente senoidal, para la cual el semiciclo tiene una duración de 10 ms. Cuanto mayor sea el valor del impulso de corriente, menor será la cantidad de ciclos durante los cuales podrá admitirse este valor.

32 32/131 corriente de pico no repetitivo máximo admisible en estado de conducción La gráfica siguiente muestra la corriente de pico no repetitivo máximo admisible en estado de conducción, basada en corrientes sinusoidales (f = 50Hz). Antes del impulso: T j < 125 ºC. 200A20msuna vez por segundo150A tres veces por segundo 75A durante cincuenta ciclos por segundo Según la gráfica, el tiristor podría soportar 200A de pico durante 20ms una vez por segundo; 150A tres veces por segundo, o 75A durante cincuenta ciclos por segundo. La temperatura media en la unión debe conservarse por debajo del máximo.

33 33/131 Angulo de Conducción corrientetensión media variarán en función del instante en el que se produzca el disparo ángulo de conducción La corriente y la tensión media de un tiristor variarán en función del instante en el que se produzca el disparo, es decir, todo va a depender del ángulo de conducción. La potencia entregada y la potencia consumida por el dispositivo, también dependerán de él: cuanto mayor sea éste, mayor potencia tendremos a la salida del tiristor Cuanto mayor es el ángulo disparo, menor es el de conducción: 180º = Áng conducción + Áng disparo

34 34/131 Ejemplo 2: El cto de la figura representa un control simple de potencia con carga resistiva, calcular: 1.- Tensión de pico en la carga. 2.- Corriente de pico en la carga. 3.- Tensión media en la carga. 4.- Corriente media en la carga. 5.- Realizar un estudio mediante PsPice, obteniendo las formas de onda para un ángulo de conducción = 60º. Comprobar que los apartados calculados en el ejercicio, coinciden con las simulaciones. Datos: V e (RMS) = 120V f = 50Hz = 60º R L = 10

35 35/

36 36/131 Características de conmutación: tiempo pasar de bloqueo a conducción y viceversa 400Hz Los tiristores necesitan un tiempo para pasar de bloqueo a conducción y viceversa. Para frecuencias inferiores a 400Hz podemos ignorar estos efectos. En la mayoria de las aplicaciones se requiere una conmutación más rápida, por lo que éste tiempo debe tenerse en cuenta. A.- Tiempo de Encendido (t ON ) El tiempo de encendido (paso de corte a conducción) t ON, lo dividimos en dos partes: Tiempo de retardot d A1.- Tiempo de retardo. (t d ) Tiempo de subidat r A2.- Tiempo de subida. (t r ) A1.- TIEMPO DE RETARDO O PRECONDI- CIONAMIENTO corriente de puerta 50%I A 10% de su valor máximo Es el que trascurre desde que el flanco de ataque de la corriente de puerta alcanza el 50% de su valor final, hasta que I A alcanza el 10% de su valor máximo para una carga resistiva.

37 37/131 El tiempo de retardo depende de la corriente de mando, de la tensión ánodo - cátodo y de la temperatura (t d disminuye si estas magnitudes aumentan).

38 38/131 A2.- TIEMPO DE SUBIDA I A 10% al 90% Es el tiempo necesario para que I A pase del 10% al 90% de su valor máximo para una carga resistiva. Podríamos tambien considerar el paso de la caída de tensión en el tiristor del 90% al 10% de su valor inicial. La amplitud de la señal de puerta y el gradiente de la corriente de ánodo, juegan un papel importante en la duración del t r que aumenta con los parámetros ante- riores. El tiempo de cebado (encendido), debe ser lo suficientemente corto, como para no ofrecer dificultades en aplicaciones de baja y de mediana frecuencia. En la figura siguiente podemos ver el tiempo de retardo en función de la tensión de ánodo e intensidad de puerta:

39 39/131 Parámetros que influyen sobre t d : Tiempo de subida. Amplitud de la corriente de ánodo. Tensión de ánodo

40 40/131 B.- Tiempo de Apagado (t OFF ) tiempo de paso conducción a corte Es el tiempo de paso conducción a corteConclusiones: -Si en t 1, descebamos el tiristor, la corriente disminuye siguiendo la pendiente dI/dt. La tensión en el tiristor (que era V A ) disminuye ligeramente.

41 41/131 -En t 2, se invierte la corriente; si el tiristor fuera perfecto, se bloquearía instantaneamente. Entre t 2 y t 3 se comporta como un cortocircuito, blo- queándose bruscamente en t 3. -En este momento podemos ver como se produce un salto de tensión. -Para poder aplicar una nueva tensión directa deberemos esperar hasta llegar al punto que representa el tiempo t 6. La extinción del tiristor se producirá por dos motivos:reducción de la corriente de ánodo por debajo de la corriente de mantenimiento y por anulación de la corriente de ánodo La extinción del tiristor se producirá por dos motivos: Por reducción de la corriente de ánodo por debajo de la corriente de mantenimiento y por anulación de la corriente de ánodo. Dividimos el tiempo de apagado en dos: T de recuperación inversat rr B1.- T de recuperación inversa. (t rr ). T de recuperación de puertat gr B2.- T de recuperación de puerta. (t gr ).

42 42/131 B1.- TIEMPO DE RECUPERACION INVERSA i r t rr desde t 1 a t 3 Si la tensión aplicada al elemento cambia de sentido y lo polariza inversamente, la corriente directa se anula, alcanzándose un valor débil de corriente inversa, (i r ). Las cargas acumuladas en la conducción del tiristor se eliminan entonces parcialmente, pudiendose así definir un tiempo t rr, de recuperación inversa (desde t 1 a t 3 ) B2.- TIEMPO DE RECUPERACIÓN DE PUERTA t gr El resto de las cargas almacenadas se recombinan por difusión. Cuando el número de cargas es suficientemente bajo, la puerta recupera su capacidad de gobierno: puede entonces volver a aplicarse la tensión directa sin riesgo de un nuevo cebado. Este tiempo se denomina tiempo de recuperación de puerta y se simboliza como t gr.

43 43/131 La duración total del proceso de bloqueo será: Parámetros que influyen sobre t off : Corriente en conducción (I T ). Tensión inversa (V R ). Velocidad de caída de la corriente de ánodo dI/dt. Pendiente de tensión dV D /dt. Temperatura de la unión T j o del contenedor T c. Codiciones de puerta.

44 44/131 Características térmicas: Dependiendo de las condiciones de trabajo de un tiristor, éste disipa una cantidad de energía que produce un aumento de la temperatura en las uniones del semi- conductor. Este aumento de la temperatura provoca un aumento de la corriente de fugas, que a su vez provoca un aumento de la temperatura, creando un fenómeno de acumulación de calor que debe ser evitado. Para ello se colocan disipadores de calor. 6.- Métodos de disparo: unión ánodo - cátodo polarizada en directoseñal de mando tiempo suficiente- mente I L Para que se produzca el cebado de un tiristor, la unión ánodo - cátodo debe estar polarizada en directo y la señal de mando debe permanecer un tiempo suficiente- mente largo como para permitir que el tiristor alcance un valor de corriente de ánodo mayor que I L, corriente necesaria para permitir que el SCR comience a conducir.

45 45/131 I H Para que, una vez disparado, se mantenga en la zona de conducción deberá circular una corriente mínima de valor I H, marcando el paso del estado de conducción al estado de bloqueo directo. Los distintos métodos de disparo de los tiristores son: Por puerta Por módulo de tensión. (V) Por gradiente de tensión (dV/dt) Disparo por radiación Disparo por temperatura. modo usado normalmente modos no deseados El modo usado normalmente es el disparo por puerta. Los disparos por módulo y gradiente de tensión son modos no deseados, por lo que los evitaremos en la medida de lo posible.

46 46/ Disparo por puerta aplicación en la puerta de un impulso positivo de intensidadentre los terminales de puerta y cátodo a la vez que mantenemos una tensión positiva entre ánodo y cátodo. Es el proceso utilizado normalmente para disparar un tiristor. Consiste en la aplicación en la puerta de un impulso positivo de intensidad, entre los terminales de puerta y cátodo a la vez que mantenemos una tensión positiva entre ánodo y cátodo. Una vez disparado el dispositivo V AK < V H y que I A < I H Una vez disparado el dispositivo, perdemos el control del mismo por puerta. En estas condiciones, si queremos bloquearlo, debemos hacer que V AK < V H y que I A < I H

47 47/131 Al disparar el elemento debemos tener presente que el producto entre los valores de corriente y tensión, entre puerta y cátodo, deben estar dentro de la zona de disparo seguro y no exceder los límites de disipación de potencia de puerta. vendrá determinado por la pendiente de la recta tangente a la curva de máxima disipación de potencia de la curva característica de puerta del tiristor El valor de la resistencia (R) vendrá determinado por la pendiente de la recta tangente a la curva de máxima disipación de potencia de la curva característica de puerta del tiristor como podemos observar en la figura.

48 48/131 El valor de R vendrá determinado por: existe un nivelpor debajo del cual el disparo resulta inseguro Debemos tener en cuenta también que existe un nivel mínimo por debajo del cual el disparo resulta inseguro. Ejemplo 3: Dado un cto simple de control de potencia que utiliza un tiristor como elemento de control de una carga resistiva. 1.- Determinar el valor de Vcc, necesario para producir el disparo del tiristor. 2.- Suponiendo que se abre el interruptor, una vez disparado el tiristor, calcular el valor mínimo de tensión (Ve) que provoca el apagado del mismo. Datos: V E = 300V;R = 500 ;R L = 20 ; SCR:V H = 2V I H = 100mA V G = 0.75V I G = 10mA

49 49/ Esta corriente debe ser menor que la corriente de mantenimiento para que el tiristor conmute a apagado, por lo que deducimos que:

50 50/ Disparo por módulo de tensión Este método podemos desarrollarlo basándonos en la estructura de un transistor: si aumentamos la tensión colector - emisor, alcanzamos un punto en el que la energía de los portadores asociados a la corriente de fugas es suficiente para producir nuevos portadores en la unión de colector, que hacen que se produzca el fenómeno de avalancha. Esta forma de disparo no se emplea para disparar al tiristor de manera inten- cionada; sin embargo ocurre de forma for- tuita provocada por sobretensiones anor- males en los equipos electrónicos.

51 51/ Disparo por gradiente de tensión Si a un tiristor se le aplica un escalón de tensión positiva entre ánodo y cátodo con tiempo de subida muy corto, los portadores sufren un desplazamiento para hacer frente a la tensión exterior aplicada. La unión de control queda vacía de portadores mayoritarios; aparece una diferencia de potencial elevada, que se opone a la tensión exterior creando un campo eléctrico que acelera fuertemente a los portadores minoritarios produciendo una corriente de fugas.

52 52/131 aumentar la inmunidad cortocircuitar parcialmente la zona de control y la zona de cátodo Para aumentar la inmunidad del dispositivo ante estas variaciones tan bruscas, algunos fabricantes recurren a cortocircuitar parcialmente la zona de control y la zona de cátodo. En tiristores de baja potencia es aconsejable conectar entre puerta y cátodo una resis- tencia por la que se derive parte de la intensidad de fugas antes comentada Disparo por radiación La acción de la radiación electromagnética de una determinada longitud de onda provoca la elevación de la corriente de fugas de la pastilla por encima del valor crítico, obligando al disparo del elemento. Los tiristores fotosensibles (llamados LASCR o Light Activated SCR) son de pequeña potencia y se utilizan como elementos de control todo - nada.

53 53/ Disparo por temperatura aumento de pares electrón - hueco El disparo por temperatura está asociado al aumento de pares electrón - hueco genera- dos en las uniones del semiconductor. Así, la suma ( ) tiende rápidamente a la unidad al aumentar la temperatura. La tensión de ruptura permanece constante hasta un cierto valor de la temperatura y disminuye al aumentar ésta. 7.- Condiciones necesarias para el con-trol de un SCR Disparo Polarización positiva ánodo - cátodo. La puerta debe recibir un pulso positivo (respecto a la polarización que en ese momento tengamos en el cátodo) durante un tiempo suficiente como para que I A sea mayor que la intensidad de enganche.

54 54/131 Corte Anular la tensión que tenemos aplicada entre ánodo y cátodo. I A < I H Incrementar la resistencia de carga hasta que la corriente de ánodo sea inferior a la corriente de mantenimiento (I H ), o forzar a que I A < I H. 8.- Limitaciones del tiristor Las más importantes son debidas a: Frecuencia de funcionamiento Pendiente de tensión (dV/dt) Pendiente de intensidad (dI/dt) Temperatura Frecuencia de funcionamiento No podemos superar ciertos valores de frecuencia, que vendrán impuestos por la propia duración del proceso de apertura y cierre del dispositivo.

55 55/131 El hecho de trabajar a frecuencias altas, imponen al tiristor restricciones de dI/dt; podríamos decir que el dispositivo "conserva en la memoria" el calentamiento producido por esta dI/dt. Esto es debido a la imposibilidad para poder disipar el exceso de calor producido en su interior. Podemos afirmar que para valores muy altos de dI/dt y con frecuencias crecientes, se denota una fuerte disminución de la capacidad de conducción del elemento Limitaciones de la pendiente de ten- sión (dV/dt) picos transitorios corta duracióngran amplitud y elevada velocidad de crecimiento. Los picos transitorios de tensión que apare- cen a través de un semiconductor son gene- ralmente de corta duración, gran amplitud y elevada velocidad de crecimiento. Una velocidad excesiva del crecimiento de la tensión aplicada entre ánodo y cátodo (dV/dt), amenaza con provocar el cebado

56 56/131 indeseado del tiristor, anteriormente bloqueado, en ausencia de señal de puerta. Este fenómeno se debe a la capacidad interna del tiristor que se carga con una corriente i = C (dV/dt) la cual, si dV/dt es grande, puede ser suficiente para provocar el cebado.Causas: a.-) Alimentacion principal. b.-) Los contactores existentes entre la fuente de alimentación y el equipo. c.-) La conmutación de otros tiristores cercanos.Efectos: elevada dV/dt Si se aplica una elevada dV/dt al dispositivo, se puede producir el disparo indeseado del mismo, sin aplicar una señal en la puerta. Este límite lo podemos observar en la figura:

57 57/131 Protecciones: El diseño de las redes de protección dependerá en una gran medida de los límites de los semiconductores, así como de los fenómenos permanentes y transitorios a los que estén sometidos. soluciones de compromisomejora de dV/dt aumento de la dificultad para producir el cebado Debemos adoptar soluciones de compromiso, puesto que con la mejora de la relación dV/dt se tiende a producir un aumento de la dificultad para producir el cebado del dispositivo electrónico.

58 58/131 Uno de los métodos Uno de los métodos para mejorar la relación dV/dt, es colocar una resistencia en paralelo con la puerta del tiristor, pero por contra, debemos tener en cuenta que este método produce una reducción de la sensibilidad del tiristor. Otro método Otro método es aplicar una polarización negativa de puerta. Este método desempeña el mismo papel que el método anterior aunque aumenta la inmunidad a los ruidos del elemento, pero como anteriormente, se plantea la disyuntiva de que es una técnica poco cómoda de llevar a cabo.

59 59/131 ctos supresores de transitoriosSe conectan En ctos donde el valor de dV/dt sea superior al valor dado por el fabricante, se pueden utilizar ctos supresores de transitorios. Se conectan en bornes de la alimentacion, en paralelo con el semiconductor o en paralelo con la carga. clasificarlos Podemos clasificarlos en cinco grupos: 1.- Grupos RC o grupos L 2.- Supresores de Selenio 3.- Resistencias no lineales 4.- Descargadores de chispas 5.- Circuitos electrónicos de potencia Una de las formas de lograr que del valor de la dV/dt no sobrepase ciertos límites, es colocar una bobina en serie con el tiristor.

60 60/131 suposiciones En el cto anterior se harán las siguientes suposiciones: El tiristor se sustituye por una resistencia cuyo valor es el de la resistencia en estado de bloqueo directo R AK. Se suprime R, porque se considera despreciable frente a R AK. tensión El valor de la tensión es: valor máximo El valor máximo (t = 0) será: Conforme aumentamos el valor de la in- ductancia, disminuimos el valor de dV AK /dt.

61 61/131 no es viable De manera práctica, ésta solución no es viable debido a que las inductancias dise- ñadas para estas aplicaciones con caras y voluminosas. solución conectarcon el tiristor Red SNUBBER Una solución muy utilizada en la práctica es conectar en paralelo con el tiristor un cto RC (Red SNUBBER), para evitar variaciones bruscas de tensión en los extremos del semiconductor: Puede presentarse un inconveniente: la ener- gía disipada en la resistencia snubber sea elevada si esta resistencia es muy pequeña. Debemos llegar a una solución de compro- miso que nos permita limitar el valor de dV/dt.

62 62/131 integradores Estas redes RC, actúan como integradores absorbiendo la energía transitoria y reduciendo al mismo tiempo el valor de dV/dt. Los ctos más utilizados son una combinación de los anteriores, es decir, formados por la red RC en paralelo con el tiristor y una bobina en serie con el elemento semiconductor. El valor de los dispositivos que forman éstas redes será calculado posteriormente, aunque podemos tomar como valores aproximados los siguientes: -R S = 10 -R S = 10 -C S = 0.2µF Ejemplo 4: El SCR del cto de la figura puede soportar una dV AK /dt = 50V/µs. La descarga inicial del condensador sobre el SCR debe ser limitada a 3A. En el momento en que se cierra el interruptor S es conectada la fuente de tensión V S al circuito.

63 63/131 Si en ese momento se aplica un impulso apropiado a la puerta del elemento, calcular: 1º) Valor del condensador de la red de protección. 2º) Valor de la resistencia de protección. Datos: dV/dt = 50V/µs; R = 20 ; I máx = 3A 1.- Cuando la fuente de tensión alcanza el valor máximo (V Smáx = = 311V) cerramos el interruptor S.

64 64/131 Suponiendo que en el instante inicial, el condensador está descargado: Como: El valor de la cte de tiempo es 6.22 s. El tiempo para que se estabilice el valor de la tensión en el SCR estará comprendido entre 15 y 20 s, tiempo suficientemente corto para que la fuente de tensión no cambie apreciablemente los valores de pico. 2.- Si el SCR es disparado en el momento en que tenemos la tensión máxima, con C cargado a 311V, el valor necesario de la resistencia para limitar la corriente a 3A será:

65 65/131 MÉTODOS PARA EL CÁLCULO DE LOS ELEMENTOS DE PROTECCIÓN: Método de la constante de tiempo A.- Método de la constante de tiempo (más utilizado). Método resonante B.- Método resonante. A.- Método de la constante de tiempo dV/dt Con éste método tratamos de buscar el valor mínimo de la constante de tiempo ( ) de la dV/dt del dispositivo. Para ello, nos basamos en la figura:

66 66/131 De donde deducimos que: siendo: =Constante de tiempo V DRM V DRM =Tensión directa de pico repetitivo. En condiciones normales, tomaremos V DRM = V máx El valor de los elementos que forman la red RC (red Snubber) los determinamos a partir de:

67 67/131 donde: V Amáx V Amáx = Tensión de ánodo máxima. I L I L = Intensidad en la carga. K K= F de seguridad. ( ) cuando se produce la descarga instantánea del condensador al inicio de la conducción. La misión de la resistencia calculada es proteger al SCR Para el peor de los casos, si el valor de t ON es igual a cero, el valor que debe tener la resistencia viene dado por la ecuación:

68 68/131 B.- Método de la resonancia R, L y C resonancia Con este método de cálculo de los valores de R, L y C, trataremos de lograr que el cto entre en resonancia. La forma de onda obtenida para dV/dt será la representada en la figura: dV/dt frecuencia Para el cálculo, el valor de dV/dt debe ser relacionado con el valor de la frecuencia. Esto lo conseguimos basándonos en la ecuación de la tensión senoidal:

69 69/131 frecuencia Derivando y despejando la frecuencia: dV/dtmáximo valor en estado de conducción especificado por el fabricante El valor de dV/dt es el máximo valor en estado de conducción especificado por el fabricante. frecuencia de resonancia Basándonos en la ecuación de definición de la frecuencia de resonancia, y una vez conocido el valor de la frecuencia podremos deducir que:

70 70/131 50µH Mediante la utilización de éste método, podremos elegir el valor de la bobina que nos interese (normalmente 50µH), por lo que el diseño de la red será más económico que el anterior Limitaciones de la pendiente de intensidad (dI/dt) Una variación rápida de la intensidad puede dar lugar a una destrucción del tiristor Una variación rápida de la intensidad puede dar lugar a una destrucción del tiristor. puntos calientes Inicialmente, el área de conducción estará limitada al área de la puerta, por lo que la unión entera no conduce instantáneamente. Como el cristal no es totalmente homogéneo existen zonas donde la resistividad es más baja y por tanto la concentración de intensidad es mayor (puntos calientes). En la figura se muestra el proceso de conducción en función del tiempo.

71 71/131 valores elevados de corriente y de tensión El descenso de la caída de tensión en el tiristor durante el paso del estado de bloqueo al de conducción, no se efectúa de forma instantánea, por lo que habrá momentos en que se presenten simultáneamente valores elevados de corriente y de tensión. Protecciones: evitarpuntos calientes se introduce una corriente por puerta mayor de la necesaria Para evitar la formación de los puntos calientes durante el proceso de disparo del elemento se introduce una corriente por puerta mayor de la necesaria sin sobrepasar el valor máximo dado en las hojas de características.

72 72/131 Otro procedimientoañadir una inductancia L para conseguir que la pendiente de la intensidad (dI/dt) no sobrepase el valor especificado en las características del estado de conmutación Otro procedimiento posible es añadir una inductancia L para conseguir que la pendiente de la intensidad (dI/dt) no sobrepase el valor especificado en las características del estado de conmutación. Este es un cto de frenado, en el cual la inductancia controla el efecto provocado por la dI/dt. caso más desfavorable El caso más desfavorable se produce cuando se aplica una tensión continua. Si el tiristor entra en conducción, I A se regirá por la expresión:

73 73/131 L Si derivamos la expresión anterior, para t = 0 obtenemos el valor máximo. Despejando obtenemos el valor de L. El valor obtenido debe ser menor al expresado en la hoja de características. Ejemplo 5: En la figura anterior se representaba un circuito de protección del SCR contra dI/dt. Con los datos siguientes, calcular el valor de la inductancia L, para limitar la corriente de ánodo a un valor de 5 A/µs. Datos: V S = 300V; R L = 5 Solución:

74 74/131 Ejemplo 6: Supongamos que el tiristor está colocado según la figura. Calcular aplicando el método de la cte de tiempo el cto de protección contra dV/dt y dI/dt. Datos: V RMS = 208V; I L = 58A;R = 5 ; SCR:V DSM = 500V; I TSM = 250A;dI/dt = 13.5 A/µs;dV/dt = 50V/µs

75 75/131 Para la resolución del problema adoptaremos un factor de seguridad K = 0.4. El valor máximo de tensión será: El valor de C será: Calculando la resistencia, obtenemos: Vamos a comprobar el valor anterior con el valor correspondiente a R min :

76 76/131 R S es inferior a la R min elegimos R = 4.15 Como el valor obtenido para R S es inferior a la R min que se debe colocar, elegimos para nuestro cto R = valor mínimo de L El valor mínimo de la inductancia L para dI/dt se calcula de la siguiente forma: Ejercicio Propuesto 1: Calcular, con los mismos datos del ejemplo anterior, el circuito de protección contra dV/dt y dI/dt. (Aplicar el método de la resonancia). Realizar la simulación del circuito mediante PsPice representando las formas de onda obtenidas.

77 77/ Limitaciones de la temperatura pérdidas En los semiconductores de potencia, se producen pérdidas durante el funcionamiento que se traducen en un calentamiento del dispositivo. potencia media Si los períodos de bloqueo y de conducción en un tiristor son repetitivos, la potencia media disipada en un tiristor será: potencia disipada conducción>> durante el bloqueo La potencia disipada en los tiristores durante la conducción, es >> que la disipada durante el bloqueo y que la potencia disipada en la unión puerta - cátodo. las pérdidas con una tensión de alimentación dada y una carga fija, aumentan con el ángulo de conducción ( ). Podemos decir que las pérdidas con una tensión de alimentación dada y una carga fija, aumentan con el ángulo de conducción ( ).

78 78/131 potencia media Si la conducción se inicia en t 1 y termina en t 2, la potencia media de perdidas será: Si representamos la V AK en función de la I A, tendremos la siguiente relación:

79 79/131 zona directa de la curva característica V 0 y R son valores aproximadamente constantes para una determinada familia de tiristores y para una determinada temperatura de la unión. En éste caso nos encontraremos dentro de la zona directa de la curva característica. Operando con las ecuaciones anteriores: Esta ecuación se encuentra representada mediante curvas para distintas formas de onda (sinusoidal, rectangular,...) y para distintos ángulos de conducción en la figura siguiente. potencia que se disipadepende valor medio de la corriente y del valor eficaz factor de forma La potencia que se disipa, depende del valor medio de la corriente y del valor eficaz dependerá del factor de forma:

80 80/131 disipador o radiador Una vez elegido el tiristor y teniendo en cuenta los parámetros más importantes como son la potencia total disipada y temperatura, y calculada también la potencia media que disipa el elemento en el caso más desfavorable, procederemos a calcular el disipador o radiador más apropiado para poder evacuar el calor generado por el elemento semiconductor al medio ambiente.

81 81/131 Ejemplo 7: Un SCR (BTY 91) con R jc = 1.6ºC/W y con R cd = 0.2ºC/W, alimenta a una carga resistiva de 10 a partir de una señal alterna de 220V RMS. Si la conducción del SCR es completa ( = 0º). Calcular el disipador para una temperatura ambiente de 40ºC utilizando la gráfica representada en la figura.

82 82/131 En primer lugar vamos a calcular el ángulo de conducción ( ): El valor medio de la intensidad será: Si observamos la gráfica, vemos como en la parte izquierda aparece un cuadro con el que se relaciona el ángulo de conducción con el factor de forma. = 180º f = 1.6 Para un valor de I TAV = 10A f = 1.6 corta en un valor de 16.7W. Sustituyendo en las ecuaciones los valores dados para el tiristor del circuito: R jc = 16.7W; R cd = 0.2W;

83 83/131 menor Elegimos un disipador con una resistencia térmica menor de la calculada: Este cálculo lo podemos hacer gráficamente. En primer lugar seguiremos los mismos pasos que anteriormente para calcular la potencia media; a partir de aquí llevaremos una horizontal hacia la derecha de la figura hasta cortar con la vertical que se levanta desde los 40ºC que en los datos se expresó como valor de la temperatura ambiente. Estas dos rectas se cortan en un punto que se corresponde con una R ca = 3.35ºC/W. Despejando de la siguiente expresión podremos calcular el valor de la R d : régimen transitorio es necesario el uso de la impedancia térmicaZ th Si trabajamos en régimen transitorio, (p.e. impulsos), es necesario el uso de la impedancia térmica (Z th ) para que el cálculo del disipador sea correcto.

84 84/ Extinción del tiristor. Tipos de con- mutación. extinción conduccióna corte Entenderemos por extinción, el proceso mediante el cual, obligaremos al tiristor que estaba en conducción a pasar a corte. En el momento en que un tiristor empieza a conducir, perdemos completamente el control sobre el mismo. para pasar de nuevo a corte dos cosas El tiristor debe presentar en el tiempo ciertas condiciones para pasar de nuevo a corte. Este estado implica simultáneamente dos cosas: 1.- corriente completamente bloqueada. 1.- La corriente que circula por el dispositivo debe quedar completamente bloqueada. 2.- tensión positiva noprovocar disparo indeseado 2.- La aplicación de una tensión positiva entre ánodo y cátodo no debe provocar un disparo indeseado del tiristor.

85 85/131 Existen diversas formas de conmutar un tiristor, sin embargo podemos agruparlos en dos grandes grupos: Conmutación Natural Libre -a.-) Libre Asistida -b.-) Asistida Conmutación Forzada Por contacto mecánico -a.-) Por contacto mecánico Por cto resonante -b.-) Por cto resonante -Serie -Paralelo Por carga de condensador -c.-) Por carga de condensador Por tiristor auxiliar -d.-) Por tiristor auxiliar

86 86/ Conmutación natural. La conmutación se produce bien de forma espontánea debido a la propia alimentación principal o bien provocada automáticamente por la siguiente fase de la alimentación. a.-) Conmutación libre intensidad por el tiristor se anula por si misma Se produce cuando la intensidad por el tiristor se anula por si misma, debido al comportamiento natural de la fuente de tensión. Para poder comprender mejor este tipo de conmutación nos basaremos en el cto de la figura:

87 87/131 Las formas de onda correspondientes al cto de la figura anterior son las siguientes

88 88/131 b.-) Conmutación asistida Se caracteriza por la aplicación sobre el tiristor de un voltaje negativo entre el ánodo y el cátodo. Este voltaje inverso aparece de una forma natural debido a la secuencia lógica de funcionamiento de la fuente primaria, por ejemplo, en el caso del rectificador trifásico Conmutación forzada. Para provocar la conmutación anular la corriente anódica durante un tiempo suficiente t off Para provocar la conmutación del tiristor, será necesario anular la corriente anódica durante un tiempo suficiente para que el tiristor pueda pasar a corte. Este intervalo de tiempo tiene una gran importancia, puesto que si su duración es inferior a un valor determinado por t off (valor intrínseco al tiristor utilizado) no tendrá lugar la conmutación del dispositivo.

89 89/131 a.-) Conmutación por contacto mecánico Produce la extinción del semiconductor por medio de un interruptor en paralelo con los terminales de ánodo y cátodo del tiristor. Si en un instante determinado cerramos el interruptor, el condensador queda conectado en paralelo con el tiristor provocando dos procesos diferentes en el circuito:

90 90/ La corriente que circula por el tiristor, será transferida temporalmente al condensador, con lo que la corriente que circula por el tiristor quedará reducida a cero La tensión que inicialmente tenía el condensador constituirá una tensión inversa para el tiristor que irá disminuyendo conforme se descarga el mismo.

91 91/131 carga y descarga de Cse produzca de forma cíclica afectará máxima frecuencia de funcionamiento Generalmente, se requiere que la carga y descarga de C se produzca de forma cíclica. Por tanto, el tiempo de carga y descarga afectará a la máxima frecuencia de funcionamiento del cto. La importancia de este método dependerá en gran medida del tamaño y del voltaje de C, así como del turn - off del tiristor. C se descarga a un ritmo determinado por el valor de la intensidad de carga, por lo que la carga deberá ser capaz de mantener inversamente polarizado el tiristor, hasta transcurrido un período de tiempo "t off ". Ejemplo 8: Sea el circuito de la figura. Para un tiempo de apagado del tiristor de t off = 15µs, determinar si se podrá producir la conmutación óptima del mismo para el valor de capacidad adoptado. Datos: E = 100V;R 0 = 5 ;C = 5 F

92 92/131 Si despreciamos el valor de la corriente de ánodo (I A = 0) una vez producido el cierre del interruptor, podremos dibujar el circuito anterior de la forma:

93 93/131 Para este circuito se verifica que: Si igualamos a cero el valor de la tensión en el condensador para un tiempo t q, tendremos: Sustituyendo los valores del enunciado del problema en la ecuación anterior, tendremos: Como el valor del tiempo t q es mayor que el valor de t off, el tiristor pasará a corte sin ninguna dificultad.

94 94/131 b.-) Conmutación por cto resonante

95 95/131 tiristoresen corte Partimos de la premisa de que ambos tiristores se encuentran en corte. Si se dispara T 1, se producirá la descarga de C a través de C – T 1 – L. Cuando la corriente se anule, C quedará cargado en sentido contrario al inicial. La extinción de la corriente circulante provocará el paso a corte de T 1. La energía almacenada en C ha sido transferida temporalmente a la bobina, para luego ser devuelta de nuevo al condensador. Esta nueva carga en C se puede mantener ya que no existe ninguna otra vía de descarga (T 1 se encuentra bloqueado). Si a continuación T 2 se dispara, se repétirá de forma similar lo expuesto con anterioridad. Para que el cto entre en resonancia, se debe verificar:

96 96/131 frecuencia de resonancia Por lo que la frecuencia de resonancia será: Para hallar los valores de intensidad circulante por el tiristor, así como la tensión en extremos de C, se deberá recurrir a la siguiente ecuación diferencial donde se han despreciado la resistencia interna del cto, así como las caídas de tensión adicionales producidas en los tiristores. También se ha supuesto que inicialmente no circula ninguna intensidad por la bobina. Si v C (t = 0) = +V C, entonces:

97 97/131 V C representa la carga inicial de C. T 1 se puede constituir como el tiristor principal, mientras que T 2 puede ser el auxiliar, cuyo principal objetivo será el de apoyar la conmutación del tiristor principal. De esta forma, permitirá que C se cargue de nuevo a su tensión inicial, estando de nuevo en condiciones de provocar la conmutación de T 1 en el siguiente ciclo. En los ctos de conmutación forzada hay que considerar que los condensadores que participan en la conmutación deben ser cargados antes de que se recurra a ellos para provocar el paso a corte del tiristor. Una carga insuficiente resultará en el fracaso del apagado del tiristor.

98 98/131 Ejemplo 9: En el circuito de la figura anterior, T 1 entra en conducción en t = 0. Determinar: a) T ON del tiristor T 1. b) Tensión existente en C para t = T ON. c) Corriente de pico del cto. d) Tensión en extremos de C si se supone que en el tiristor se produce una caida de tensión en conducción de 0.8V. e) Obtener con PsPice las formas de onda de la intensidad circulante por el circuito, así como la tensión en C y en L. Datos: L = 100 H. C = 10 F. v C (0) = 100V. I L (0) = 0A. Solución: T ON = 0.1ms; v C = -100V; I MÁX = 31.62A; v C = -98.4V

99 99/131 b.1.-) Conmutación por circuito resonante serie característica fundamental tensión intensidad adopte una evolución oscilante La característica fundamental es la de permitir que tanto la tensión como la intensidad que circula por estos dispositivos adopte una evolución oscilante a lo largo del tiempo, es decir, la corriente que circula cuando el tiristor se dispara excita al cto LC. Transcurrido el primer semiciclo, la corriente se invierte descebando de esta forma al tiristor.

100 100/131 El modo de operación del cto anterior es el siguiente: Cuando el tiristor entre en conducción, la ecuación que define el comportamiento del cto será: Derivando con respecto al tiempo y resolviendo: donde: Para el cálculo de A 1 y A 2 consideraremos que para t = 0; i = 0. Sustituyendo en la ecuación de la intensidad resulta que A 1 = 0. Por tanto, esta ecuación queda reducida a la siguiente expresión:

101 101/131 intensidad senoidal paso por cero se producirá la conmutación Como ya se ha dicho, la intensidad verifica una evolución senoidal, de tal forma que a su paso por cero se producirá la conmutación del tiristor. Teniendo en cuenta ésto último se puede calcular el tiempo de conducción del tiristor, T ON. El tiempo de conducción es un parámetro fijo definido por los diferentes elementos que configuran el cto. Por tanto, para controlar la tensión de salida será necesario que el convertidor opere a frecuencia variable. Análisis Matemático: Suponemos que para t = 0:

102 102/131 Las ecuaciones que definen al cto, suponiendo que la carga es resistiva pura, quedan de la siguiente manera: Siendo: Una vez que el tiristor pasa al estado de bloqueo no será posible volver a dispararlo. Este hecho se debe a que una vez que el tiristor pasa a corte, el condensador no encuentra ningún camino de descarga.

103 103/131 Vamos a realizar la simulación del cto de la figura para así poder observar lo anteriormente comentado. Formas de onda obtenidas:

104 104/131 Para poder subsanar los problemas planteados anteriormente, haremos unas pequeñas modificaciones en el cto. Estas modificaciones se pueden apreciar en la figura: Cuando el tiristor pase a corte el condensador continúa descargandose a través de la carga. Cuando la tensión en el condensador sea menor que la tensión de la fuente, aparece sobre el tiristor una tensión directa, momento en el cual se encuentra en condiciones de volver a ser disparado.

105 105/131 El tiempo de conducción del tiristor viene determinado en exclusiva por la duración de un semiperiodo del cto oscilante, no pudiendo ser variado, puesto que éste viene fijado por los parámetros intrínsecos del cto.

106 106/131 b.2.-) Conmutación por cto resonante paralelo minimiza variaciones de intensidad Este proceso minimiza las pronunciadas variaciones de intensidad observadas para el cto de conmutación resonante serie. En el análisis nos basaremos en las formas de onda de la figura siguiente, además de tener presente las siguientes considera- ciones: - C se encuentra cargado inicialmente a una tensión igual a la de la batería E. - La intensidad que circula inicialmente por el tiristor es nula.

107 107/131

108 108/131 Aplicamos un impulso, provocando que el tiristor entre en conducción. La intensidad de carga presenta un valor de E/R o. C (inicialmente cargado con un valor de tensión E) empieza a descargarse a través del cto LC y de T. Entre t o y t 1, la intensidad de C se sumará a la de la carga que será la intensidad que circula por el tiristor. A partir de t 1, el valor de la intensidad de descarga de C se hace positiva: la intensidad por el tiristor será la diferencia entre la intensidad de C y la intensidad por la carga. En el instante en que la intensidad de C se iguala a la de la carga (t = t 2 ), se produce el corte. C se encontrará cargado con una tensión inferior a -E.

109 109/131 Al estar ahora la carga conectada al cto LC, la intensidad en la misma empezará a decaer exponencialmente hasta anularse por completo. En este momento, C empezará a cargarse de nuevo hasta el valor de tensión de la batería, quedando el cto en condiciones de comenzar un nuevo ciclo. el tiempo de conducción T ON sigue siendo fijo y depende de manera exclusiva de los parámetros del cto. De nuevo, la única forma de controlar la tensión de salida es variando el instante de disparo. Otro inconveniente que podemos atribuir al cto será la considerable intensidad que circula por el tiristor. Este valor es superior al valor de intensidad que circula a través de la carga. Este cto presenta el mismo inconveniente que el de conmutación resonante serie, es decir, el tiempo de conducción T ON sigue siendo fijo y depende de manera exclusiva de los parámetros del cto. De nuevo, la única forma de controlar la tensión de salida es variando el instante de disparo. Otro inconveniente que podemos atribuir al cto será la considerable intensidad que circula por el tiristor. Este valor es superior al valor de intensidad que circula a través de la carga.

110 110/131 Es importante para el perfecto funciona- miento del cto que las cargas y descargas de C se lleven a efecto sin complicaciones. la intensidad circulante por E, C, R 0, y L puede sera) subamortiguada, b) con amortiguamiento crítico, c) sobreamortiguada Cuando el tiristor pase a corte, C deberá cargarse a la tensión de la bateria antes de que se produzca el siguiente disparo. Para conseguir ésto, hay que tener en cuenta que una vez que se provoca la conmutación del tiristor, la intensidad circulante por E, C, R 0, y L puede ser a) subamortiguada, b) con amortiguamiento crítico, c) sobreamortiguada. A nosotros nos interesa que ésta decaiga con la máxima celeridad posible, por lo que elegiremos el tercer caso. El condensador se cargará, en un tiempo mínimo, a una tensión E. sobreamortiguado Para que el cto sea sobreamortiguado deberá verificarse:

111 111/131 criticamente amortiguado Las formas de onda vistas con anterioridad se referían al caso particular en el que el cto era criticamente amortiguado, o lo que es lo mismo: Si R 0 aumenta de forma apreciada, entonces la carga del condensador C será considerablemente lenta, lo cual afectará al intervalo T-T ON mínimo del convertidor, y en definitiva a la frecuencia máxima de operación del mismo. Por otro lado si R 0 disminuye en demasía se puede dar el caso de que la intensidad en la carga sea, durante todo el tiempo de conducción, superior a la intensidad oscilante proveniente de la descarga de C, evitándose por tanto que ésta pueda igualar a la intensidad de carga y que la conmutación del tiristor se lleve a cabo. En el funcionamiento del cto cabe destacar dos estados claramente diferenciados.

112 112/131 a) T 1 en conducción En t = t 0 el tiristor pasa a conducir, con lo que, aparte de la malla de carga, se tiene otra malla conformada por C-L-T. La ecuación que define a la misma, despre-ciando la caída de tensión en el tiristor es la siguiente: La solución de la ecuación anterior es: donde

113 113/131 Para que se produzca la conmutación: La solución de esta expresión tiene como resultado T ON = t 2 En la forma de onda de la intensidad por el tiristor se puede apreciar: a) I 0 = intensidad media por la carga. b) El intervalo t 0 -t 1 constituye un semiciclo resonante. c) A partir de t 1, la intensidad en C se opone a la de la carga. d) en t = t 2 la intensidad por el tiristor se anula pasando éste a corte.

114 114/131 b) T 1 bloqueado La malla a considerar ahora está configurada por E, C, L y R 0 la cual tiene como ecuación: sobreamortiguado La solución de la ecuación anterior, considerando el cto sobreamortiguado es: R 0 /2L >> 1/(LC) 1/2 Si esta exponencial decrece rapidamente, R 0 /2L >> 1/(LC) 1/2, C se cargará, en un corto intervalo de tiempo, a la tensión nominal de la fuente, con lo que estará en condiciones de comenzar un nuevo ciclo.

115 115/131 Ejercicio Propuesto 2: Realizar la simulación del cto de la figura y obtener las formas de onda corres- pondientes a la tensión en extremos del tiristor y del condensador, así como las intensidades por el tiristor, por la carga y por el condensador.

116 116/131 c.-) Conmutación por carga de conden- sador extinción se consigue con el circuito de la figura La extinción del tiristor se consigue con el circuito de la figura: En el cto anterior podemos distinguir 2 partes: cto de potencia constituido por la fuente E, el tiristor T 1 y la carga R O (resistiva pura); y el cto auxiliar de bloqueo formado por R, C y un tiristor auxiliar T 2. biestable asimétrico de potencia El cto puede se comparado con un biestable asimétrico de potencia, en el que los tiristores conducen de forma alternada.

117 117/131 La ventaja de este cto: T ON no está sujeto a los parámetros intrínsecos del sistema; solo dependerá del instante en el que se produzca el disparo del segundo tiristor. Inconveniente: La presencia de R, en la que se provoca una disipación de potencia y por tanto pérdidas. A) T 1 en conducción y T 2 al corte (0 < t < T ON ) t = 0 Suponemos que para t = 0 no conduce ninguno de los tiristores, en este momento se dispara el tiristor T 1 estableciéndose en la malla principal formada por la fuente E, el tiristor T 1 y la resistencia R O, una corriente de valor: C se cargará a través de R hasta un valor de tensión (E) dado por la fuente de la entrada.

118 118/131 Para que el cto funcione correctamente, C debe alcanzar el 100% del valor de carga: El cto equivalente será: La intensidad por R verificará: La tensión en C se puede expresar como:

119 119/131

120 120/131 B) T 1 en corte y T 2 en conducción (T ON < t < T) T ON Un instante posterior a T ON, se dispara T 2. Como consecuencia de la carga alcanzada anteriormente por C, T 1 conmuta. En este momento es la resistencia R la que estará conectada a la batería, mientras que a través de R o se produce la nueva carga de C hasta un valor de -E. El cto equivalente para esta etapa de funcionamiento será:

121 121/131 Los valores respectivos de la intensidad en la carga, así como la tensión en el condensador son los siguientes: Para que durante este intervalo, T ON < t < T, C disponga del tiempo necesario para la carga hasta v C = -E, se deberá verificar: t q superar t off Para conseguir una perfecta conmutación de T 1, el intervalo de tiempo t q debe superar al tiempo t off, de lo contrario se provocaría un autocebado, permaneciendo en conducción.

122 122/131 Vamos a calcular el valor de t q ya que el conocimiento de este parámetro reviste de una gran importancia en la elección del tiristor apropiado. La tensión ánodo - cátodo de T 1 será: Para t = t q la tensión v T1 = 0. Podemos calcular t q a partir de la expresión anterior: Como R 0 = E/I 0, siendo I 0 la corriente media de carga, tendremos que:

123 123/131 t q > t off Para que t q > t off deberá colocarse un condensador de conmutación que verifique: En la elección de C deberá tenerse en cuenta la máxima corriente de carga. Al cumplirse el periodo del cto de conmu- tación para t = T, dispararemos de nuevo a T 1, mientras que T 2 conmutará debido a la tensión inversa de C, iniciándose un nuevo ciclo igual al anteriormente descrito. Ejercicio Propuesto 3: Realizar la simulación del cto de conmu- tación por carga de C mediante PsPice y comprobar el funcionamiento anterior- mente comentado.

124 124/131 Obtener las formas de onda de la inten- sidad en la puerta de cada uno de los tiristores, así como la intensidad directa y la tensión entre A – K. Obtener de igual modo la tensión en extremos de C, la intensidad por C, por R 0, por R y la intensidad I E. Determinar el tiempo para el que la tensión del tiristor es negativa (t q ). Estudiar el comportamiento para distintos valores de R (1, 5 y 10 ) d.-) Conmutación por cto L - C en paralelo y tiristor auxiliar En los métodos de conmutación resonan- te anteriores, tenemos el inconveniente, de que una vez fijados los valores de los componen-tes del cto, no podemos modificar el tiempo de conducción, T ON. Con el cto representado en la figura siguiente podemos obtener las siguientes mejoras:

125 125/131 Tiempo de conducción variable. El valor de la carga de C durante el tiempo de conducción es independiente de la intensidad en la carga. Al no incluir la resistencia auxiliar R, se eliminan las pérdidas que se producían en ella. T 2 es disparado en primer lugar para así asegurar que en el tiempo precedente al instante de tiempo t = 0, C se cargue hasta un valor de tensión +E.

126 126/131 A partir de este instante (t = 0) producimos el disparo de T 1. Al dispararse, circulará por la carga una corriente de valor I O = E/R O. C se descarga a través del cto resonante formado por C, T 1, L y D, con una intensidad que crece sinusoidalmente desde un valor cero hasta que alcanza un valor de pico (I P ) en el tiempo t 1. La descarga de C se mantendrá hasta el momento en que i C haga su primer paso por cero, (t 2 ), ya que D impedirá la circulación de corriente negativa. Como la tensión en C estará retrasada con respecto a la intensidad, cuando esta se anula, la tensión en el mismo será negativa, quedando a -E. Al mismo tiempo, desde su cebado, T 1 permite la aplicación de la tensión de la fuente (E) sobre la carga, por lo que la corriente que atraviesa el tiristor en el instante t 1 tendrá el valor:

127 127/131 Un instante despues a t 2, la corriente por T 1 = la corriente por la carga, mientras que T 2 se encuentra directamente polarizado esperando la aplicación de un pulso en la puerta. Para t 3 = T ON, disparamos T 2 con lo que C quedará conectado entre los terminales de ánodo y cátodo de T 1. Al estar C cargado negativamente, la polaridad de la tensión existente entre estos dos terminales se invertirá, pasando el tiristor a bloqueo. El disparo de T 2 provoca además que el valor de la tensión en la carga aumente bruscamente hasta alcanzar un valor 2E. A partir de este instante, C se descarga volviendo a cargarse de nuevo hasta alcanzar el valor de la tensión de la fuente E, según una cte de tiempo dada por R O · C, y a través de la red formada por E, C, T 2 y R O. De esta forma C quedará cargado positivamente y listo para el siguiente ciclo de conducción y bloqueo.

128 128/131 Para el instante t 4, T 2 quedará bloqueado, puesto que la intensidad a través de él quedará reducida a un nivel inferior a la de mantenimiento, anulándose de esta forma la tensión en la carga. t q debe superar el valor de t off El tiempo t q debe superar el valor de t off, para forzar la conmutación. El cálculo de C se realizará aplicando: Ejercicio Propuesto 4: Realizar la simulación del cto de conmu- tación por cto L – C y tiristor auxiliar y comprobar el funcionamiento comentado. Obtener las formas de onda de la intensidad en la puerta de cada uno de los tiristores, así como la intensidad directa y la tensión entre A – K. Obtener la tensión en extremos de C, la intensidad por C, por R 0 así como la tensión en la carga.

129 129/131 Las formas de onda correspondientes al análisis anterior son:

130 130/131 AGUILAR PEÑA, DOMENECH MARTÍNEZ, A.; GARRIDO SÁNCHEZ, J.: Simulación Electrónica con PSPICE. Ed. RA-MA. Madrid, AGUILAR PEÑA, J.D.: Tiristores: Fundamentos y Elementos de Disparo. Universidad de Jaén. Servicio de Publicaciones e Intercambio Científico FISHER, M.J.: Power Electronics. Ed. Pws- Kent Publishing Company. Boston, 1991.

131 131/131 HONORAT, R. V.: Dispositivos Electrónicos de Potencia: Tiristores, Triacs y GTO. Ed. Paraninfo LANDER, C.: Power Electronics.Ed. Mc Graw – Hill. LILEN, HENRY.: Tiristores y Triacs. Ed. Marcombo S.A MOHAN, N.: Power Electronics. Ed. Jhon Wiley & Sons, INC. 2ª Edición RAMSHAW, R. S.: Power Electronics Semiconductor Switches. Ed. Champam & Hall. RASHID, M. H.: Power Electronics. Circuits, Devices and Applications. Ed. Prentice Hall International Editions fin


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