Amplificadores de RF de potencia

Presentación del tema: "Amplificadores de RF de potencia"— Transcripción de la presentación:

1 Amplificadores de RF de potencia
Pr. Fernando Cancino

2 Introducción El amplificador de potencia (PA) es la última etapa de un trasmisor. Tiene la misión de amplificar la potencia de la señal (no necesariamente la tensión) y transmitirla a la antena con la máxima eficiencia. En eso se parecen a los amplificadores de baja frecuencia, pero aquí la distorsión o falta de linealidad puede no ser importante.

3 Clasificación de los amplificadores de potencia
Los amplificadores de potencia tradicionales emplean dispositivos activos (BJT o MOSFET) que se comportan como fuentes de corriente controladas por tensión. Estos se clasifican atendiendo a la fracción del periodo de la señal en que los dispositivos permanecen en conducción. Si la entrada es una función sinusoidal, su argumento se incrementa 360º a cada periodo de señal. La fracción del periodo en que los dispositivos conducen se mide por el semiángulo de conducción, 𝜃, que está comprendido entre 0 y 180º.

4 Transistores de potencia para RF típicos

5 Tres clases de amplificadores de potencia
Clase A: 𝜃 = 180º (conducen siempre) Clase B: 𝜃 = 90º (conducen medio periodo) Clase C: 𝜃 < 90º (conducen menos de medio periodo) Cuanto menor es 𝜃 mayor es la eficiencia pero menor es la linealidad. Existe otro tipo de amplificadores de potencia donde los dispositivos funcionan en conmutación. Actúan como interruptores que pasan alternativamente de corte a conducción.

6 Clasificación de amplificadores de potencia

7 Clase A En este tipo de amplificador, el elemento activo está siempre en zona activa. De todos los tipos es el que produce menos distorsión, pero también el que tiene menor rendimiento. En consecuencia, el ángulo de conducción es de 360° y produce una réplica amplificada de voltaje de la señal de entrada. Este tipo de amplificador es comúnmente empleado en transmisores de Banda Lateral Única (SSB: Singled Side Band) Su esquema es similar al de un amplificador de pequeña señal. De las configuraciones básicas se elige la de EC: Emisor común para transistores BJT, porque tiene mayor ganancia en potencia.

8 Amplificador Clase A con transistor BJT
El punto Q de reposo, se selecciona para conservar siempre el transistor en la región activa.

9 Esquema del Amplificador Clase A

10 Formas de entrada y salida del amplificador clase A

11 Curvas generadas en el amplificador Clase A

12 Ecuaciones que caracterizan el amplificador Clase A
𝐼 𝐷𝐶 = 𝐼 𝐶𝑄   𝑖 𝐶 𝜃 = 𝐼 𝐶𝑄 − 𝐼 𝐶𝑚 𝑆𝑒𝑛(𝜃)   𝑣 𝑜 𝜃 = 𝑉 𝑐𝑐 + 𝑉 𝑜𝑚 𝑆𝑒𝑛(𝜃)   𝑣 𝐶𝐸 𝜃 = 𝑉 𝐶𝐶 + 𝑉 𝑐𝑚 𝑆𝑒𝑛 𝜃 En reposo la tensión sobre la inductancia es nula por lo que 𝑉𝐶𝐸𝑄 = 𝑉𝐶𝐶. Pero la inductancia mantiene una corriente constante 𝐼𝐶𝑄, es decir que para c.a. se comporta como un circuito abierto. La amplitud máxima de 𝑣𝑜, 𝑉𝑝, que se puede lograr es 𝑉𝐶𝐶 y para eso es necesario que 𝐼𝐶𝑄𝑅𝐿 > 𝑉𝐶𝐶

13 Cálculos de Potencia La potencia entregada a la carga es: 𝑃 0 = 𝑉 𝑜𝑚 2 2𝑅 ≤ 𝑉 𝑐𝑐 2 2𝑅  Potencia de entrada: 𝑃 𝑖 = 𝑉 𝑐𝑐 × 𝐼 𝐷𝐶 ≈ 𝑉 𝑐𝑐 2 𝑅    Eficiencia: 𝜀= 𝑃 0 𝑃 𝑖 = 𝑉 𝑜𝑚 2 2 𝑉 𝑐𝑐 2 ≤ 1 2  En el caso: 𝑣 𝑐𝑚á𝑥 =2 𝑉 𝑐𝑐 e 𝑖 𝑐𝑚á𝑥 =2 𝐼 𝑐𝑄 =2 𝑉 𝑐𝑐 𝑅 Por tanto la eficiencia máxima será:   𝜀 𝑚á𝑥 = 𝑃 0𝑚á𝑥 𝑉 0𝑚á𝑥 𝑖 𝑐𝑚á𝑥 = 𝑉 𝑐𝑐 2 2𝑅 2 𝑉 𝑐𝑐 2 𝑉 𝑐𝑐 𝑅 = 1 8 =12.5%

14 Clase B Los elementos activos están en zona activa durante la mitad del tiempo en cada ciclo de la señal si es un BJT, o en saturación si se trata de un MOSFET. Es posible utilizar el mismo esquema del clase A,, pero ahora con VBB ≈ 0.7, de forma que el BJT sólo conduce cuando vi > 0. En este caso es imprescindible poner en paralelo con RL un circuito LC sintonizado que elimina todos los armónicos y deja pasar a la carga únicamente la componente fundamental.  Si se trata de utilizar dos transistores complementarios no es necesario poner un circuito LC sintonizado en paralelo con RL. Aquí se elige VBB ≈ 0.7, para que cuando el voltaje de entrada sea vi > 0 conduzca Q1 y cuando sea vi < 0 conduzca Q2. Admitiendo que los parámetros del modelo en pequeña señal de ambos BJT son iguales (matching) y que tienen el mismo valor desde el momento en que éstos entran en zona activa, sus corrientes de colector en el semiciclo que conducen son proporcionales a vi.

15 Amplificador Clase B con transistores complementarios

16 Ecuaciones Amplificador Clase B
Los dos transistores se excitan desfasados 180° para que cada uno esté activo medio ciclo y no opere el resto. Los dispositivos son lineales y cada uno es una fuente de corriente de media sinusoide y amplitud 𝐼𝑐𝑚. Durante medio ciclo, solo medio devanado de T1 lleva corriente: 𝑖 0 𝜃 = 𝑚 𝑛 𝐼 𝑐𝑚 𝑆𝑒𝑛(𝜃) A su vez genera un voltaje de salida: 𝑣 𝑜 𝜃 = 𝑚 𝑛 𝐼 𝑐𝑚 𝑅 0 𝑆𝑒𝑛 𝜃 = 𝑉 𝑜𝑚 𝑆𝑒𝑛(𝜃)

17 Ecuaciones Amplificador Clase B
Voltaje en el colector de Q1: 𝑣 𝑐1 𝜃 = 𝑉 𝑐𝑐 + 𝑉 𝑐𝑚 𝑆𝑒𝑛 𝜃 Donde: 𝑉 𝑐𝑚 = 𝑚 𝑛 𝑉 0𝑚 = 𝑚 2 𝑛 2 𝐼 𝑐𝑚 𝑅 0 = 𝐼 𝑐𝑚 𝑅   R es la resistencia vista a través de la mitad del devanado primario con la otra mitad abierta.  𝑅= 𝑚 2 𝑛 2 𝑅 𝑂 Mantener un voltaje de colector negativo requiere que 𝑉 𝑐𝑚 = 𝑉 𝑐𝑐 ; limitando así la potencia de salida a:   𝑃 0 = 𝑉 𝑐𝑚 2 2𝑅 ≤ 𝑉 𝑐𝑐 2 2𝑅 = 𝑉 𝑐𝑐 𝑚 2 𝑛 2 𝑅 𝑂

18 Ganancia en potencia de amplificadores
La potencia de un amplificador estable se puede definir de varias maneras, dependiendo de los acoplamientos de impedancias en Los puertos de entrada y salida. GANANCIA EN POTENCIA DE OPERACIÓN = Gp. Es la ganancia desde la entrada del dispositivo a la carga. 𝐺 𝑃 = 𝑃 𝑜 𝑃 𝑖 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑒𝑛𝑡𝑟𝑒𝑔𝑎𝑑𝑎 𝑎 𝑙𝑎 𝑐𝑎𝑟𝑔𝑎 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑒𝑛 𝑒𝑙 𝑝𝑢𝑒𝑟𝑡𝑜 𝑑𝑒 𝑒𝑛𝑡𝑟𝑎𝑑𝑎 = 𝑉 𝐺 𝐿 𝑉 𝐺 1

19 Ganancia en potencia de amplificadores (cont.)
La ganancia en Potencia en términos de los parámetros y: 𝐺 𝑃 = 𝑦 𝑓 2 𝐺 𝐿 𝑦 𝐿 + 𝑦 𝑜 2 𝐺 𝐿 donde 𝐺 1 =𝑅𝑒 𝑦 1 =𝑅𝑒 𝑦 𝑖 − 𝑦 𝑓 𝑦 𝑟 𝑦 𝑜 + 𝑦 𝐿 GANANCIA DISPONIBLE: 𝑮 𝑨 Supone el acoplamiento de impedancias en los puertos de entrada y salida: 𝑦 𝑠 = 𝑦 1 ∗ , 𝑦 𝐿 = 𝑦 2 ∗ 𝐺 𝐴 = 𝑃 𝑎𝑜 𝑃 𝑎𝑠 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑖𝑠𝑝𝑜𝑛𝑖𝑏𝑙𝑒 𝑒𝑛 𝑙𝑎 𝑠𝑎𝑙𝑖𝑑𝑎 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑖𝑠𝑝𝑜𝑛𝑖𝑏𝑙𝑒 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑓𝑢𝑒𝑛𝑡𝑒 En términos de los parámetros de la red: 𝐺 𝐴 = 𝑦 𝑓 2 𝐺 𝑠 𝑅𝑒 𝑦 𝑖 𝑦 𝑜 − 𝑦 𝑓 𝑦 𝑟 + 𝑦 𝑜 𝑦 𝑠 𝑦 𝑖 + 𝑦 𝑠 ∗

20 Ganancia en potencia de amplificadores (cont.)
GANANCIA DE TRANSDUCTOR: 𝑮 𝑻 Requiere acople en el puerto de entrada. 𝐺 𝑇 = 𝑃 𝑜 𝑃 𝑎𝑠 = 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑒𝑛𝑡𝑟𝑒𝑔𝑎𝑑𝑎 𝑎 𝑙𝑎 𝑐𝑎𝑟𝑔𝑎 𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑑𝑖𝑠𝑝𝑜𝑛𝑖𝑏𝑙𝑒 𝑑𝑒 𝑙𝑎 𝑓𝑢𝑒𝑛𝑡𝑒 En términos de parámetros y: 𝐺 𝑇 = 𝑦 𝑓 2 𝐺 𝑠 𝑦 𝑖 + 𝑦 𝑠 𝑦 𝑜 + 𝑦 𝐿 − 𝑦 𝑓 𝑦 𝑟 2 MAG=Máxima Ganancia Disponible: Es la ganancia en potencia cuando 𝑦 𝑟 =0 ; 𝑦 𝑖 = 𝑦 1 ∗ , 𝑦 𝑜 = 𝑦 2 ∗ 𝑀𝐴𝐺= 𝑦 𝑓 𝑔 𝑖 𝑔 𝑜 Representa el límite superior máximo de ganancia.

21 Amplificadores de potencia para RF
Idea fundamental: Amplificar señales de RF hasta niveles suficientes para su transmisión y hacerlo con buen rendimiento energético. PCC h = PRF/PCC VCC Rg Amplificador de potencia de RF + RL PRF Pe RF Pperd

22 Transistores de potencia para RF
Transistor RF de banda ancha  Transistor de potencia RF Transistor de potencia RF MHz Transistor de potencia RF MHz Transistor de potencia RF MHz Transistor de potencia MOSFET

23 Clasificación de los amplificadores de potencia
Los amplificadores de potencia tradicionales emplean dispositivos activos (BJT o MOSFET) que se comportan como fuentes de corriente controladas por tensión. Se clasifican atendiendo a la fracción del periodo de la señal en que los dispositivos permanecen en conducción. Si la entrada es una función sinusoidal, su argumento se incrementa 360º a cada periodo de señal. La fracción del periodo en que los dispositivos conducen se mide por el semiángulo de conducción, θ, que está comprendido entre 0 y 180º.

24 Clases de amplificadores de potencia
Se definen tres clases de amplificadores de potencia: Clase A: θ = 180º (conducen siempre) Clase B: θ = 90º (conducen medio periodo) Clase C: θ < 90º (conducen menos de medio periodo) Cuanto menor es θ mayor es la eficiencia pero menor es la linealidad.

25 Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (I)
Amplificador de potencia de RF RL Rg + Q1 p 2p t iC p 2p t p 2p t iC iC Clase A: conducción durante 2p Clase B: conducción durante p Clase C: conducción < p

26 Concepto de “Clase” de un transistor en un amplificador (II)
Amplificador de potencia de RF RL Rg + Q1 - vCE iC t vCE Clase D: Q1 trabaja en conmutación Control

27 Tipos de amplificadores de potencia de RF
Rg Amplificador de potencia de RF + RL VCC vg - vs Amplificadores lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs es proporcional a la de entrada vg. Amplificadores no lineales: la forma de onda de la tensión de salida vs no es proporcional a la de entrada vg. Caso especialmente interesante: tensión de salida vs proporcional a VCC.

28 Clase A En este tipo de amplificador, el elemento activo está siempre en zona activa. De todos los tipos es el que produce menos distorsión, pero también el que tiene menor rendimiento. El ángulo de conducción es de 360° y produce una réplica amplificada de voltaje de la señal de entrada. Este tipo de amplificador es comúnmente empleado en transmisores de Banda Lateral Única (SSB: Singled Side Band)

29 Configuración básica del Clase A
Se elige la de EC: Emisor común para transistores BJT, porque tiene mayor ganancia en potencia. El punto Q de reposo, se selecciona para conservar siempre el transistor en la región activa.

30 Amplificador “Clase A” con la carga en el circuito de polarización (I)
Circuito básico Rg + Polarización Q1 iC RL VCC + - vCE

31 Amplificador “Clase A” con polarización por fuente de corriente (II)
Realización física de la fuente de corriente + - + - Q1 IC RL VCC + - vCE iC iL Q1 IC RL VCC + - vCE iC iL La tensión en la fuente de corriente debe ser la mostrada

32 Amplificador “Clase A” con polarización por fuente de corriente (III)
Elección del punto de trabajo para un valor de IC Q1 IC RL VCC + - vCE iC iL IB iC vCE VCC/RL VCC Recta de carga en continua Recta de carga en alterna con pendiente 1/RL Esta es la recta de carga de alterna con mayores niveles de tensión y corriente y compatible con tensión positiva en la fuente de corriente

33 Elegimos un punto de trabajo
Amplificador “Clase A” con la carga en el circuito de polarización (II) Q1 iC RL VCC + - vCE Elegimos un punto de trabajo IB iC vCE VCC/RL VCC t iC1 t vCE1 PRF = ic12·RL/2 PCC = ic1·VCC h = PRF/PCC = ic1·RL/(2·VCC) Luego h crece con iC1. Pero el crecimiento de iC1 tiene un límite

34 Amplificador “Clase A” con la carga en el circuito de polarización (III)
Q1 iC RL VCC + - vCE IB iC vCE VCC/RL VCC Máximo valor de iC1 iC1 = VCC/2RL t vCE1 = VCC/2 hmax = ic1·RL/(2·VCC) con iC1 = VCC/2RL Por tanto: hmax = 1/4 = 25% ¡El 25% es un rendimiento máximo muy bajo!

35 Amplificador “Clase A” con polarización por resistencia de colector (II)
Q1 RC VCC + - vCE RL iC iL VCC iC IB vCE VCC/RL Recta de carga en continua Recta de carga en alterna con pendiente -(RC+RL)/(RL·RC) iC1 vCE1 Punto de trabajo ¿Cómo debe elegirse RC para obtener rendimiento máximo? ¿Cuál será el rendimiento máximo? No demostrado aquí: Condición de rendimiento máximo es 𝑅𝐶 = ·𝑅𝐿 y hmax = 1/(6 + 4· 2 ) = 8,57%. ¡Aún mas bajo!

36 Resumen de los amplificador “Clase A” (hasta ahora)
hmax = 25% hmax = 25% hmax = 8,57% La componente de alterna de iC circula por la carga y por la resistencia de polarización. En la resistencia de polarización se disipa continua (además de alterna). Toda la componente de alterna de iC circula por la carga. Pero en la carga se disipa continua. Toda la componente de alterna de iC circula por la carga. Pero en la fuente de corriente se disipa continua. ¿Podemos conseguir que en elemento de polarización no se disipe ni alterna ni continua?

37 Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (I)
Circuito básico Rg + Polarización Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL La bobina LCH debe presentar una impedancia mucho mayor que RL a la frecuencia de trabajo

38 Circuito equivalente al básico
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (II) Circuito equivalente al básico Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL En ambos casos: Toda la componente de alterna de iC circula por la carga. En la bobina, obviamente, no se disipa potencia.

39 Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (III)
Otra posibilidad de realización física, pero con un grado de libertad más Q1 VCC + - vCE RL iC iRL 1:n Q1 Lm VCC + - vCE RL’ iC iRL’ RL’ = RL/n2 iRL’ = iRL·n Es como el caso anterior: Toda la componente de alterna de iC circula por la carga (modificada por la relación de transformación del transformador). En el transformador, obviamente, no se disipa potencia.

40 Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (IV)
Circuito de estudio Q1 LCH VCC + - vCE RL iC iRL Recta de carga en continua VCC iC IB vCE Recta de carga en alterna con pendiente -1/RL Punto de trabajo ¿Cómo debe elegirse el punto de trabajo para obtener el máximo rendimiento posible?

41 Recta de carga en continua
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (V) vCE VCC iC IB Recta de carga en continua La componente de alterna en el transistor es la misma que en la carga iC1 VCC+iC1·RL t PRF = (ic1·RL)2/(2·RL) PCC = ic1·VCC h = PRF/PCC = ic1·RL/(2·VCC) El máximo valor de ic1·RL es ic1·RL = VCC y por tanto hmax = 1/2 = 50%. ¡Ha mejorado, pero sigue siendo bajo!

42 Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (VI)
Situación con la máxima señal que se puede manejar VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC iC1=VCC/RL 2iC1 t hmax = 50%. t ¿Cuál es el rendimiento cuando la señal no es la máxima posible?

43 Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (VII)
Situación con señal menor que la máxima que se puede manejar VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pend. -1/RL t DiC t DvCE PRF = (DvCE)2/(2·RL) PCC = VCC2/RL h = PRF/PCC = 0,5·(DvCE/VCC)2

44 PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·RL) PCC = VCC·(VCC-vCE sat)/RL
Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (VIII) VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pend. -1/RL Con transistores reales (no idealizados) t vCE sat VCC-vCE sat (VCC-vCE sat)/RL PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·RL) PCC = VCC·(VCC-vCE sat)/RL h = 0,5·(VCC-vCE sat)/ VCC

45 Amplificador “Clase A” con polarización por bobina de choque en el colector (IX)
Señal modulada en amplitud vp vm vce(wmt, wpt) VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pend. -1/RL t vce(wmt, wpt) = DvCE(wmt)·sen(wpt) DvCE(wmt) = vp[1 + m·sen(wmt)] m = vm/vp h(wmt) = 0,5·[DvCE (wmt)/VCC]2 Þ h(wmt) = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m·sen(wmt)]2 hmed = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m2/2] hmed max Þ vp = VCC/2, m = 1 hmed max = 0,125·[1 + 1/2] = 18,75% ¡Vuelve a ser muy bajo!

46 Curvas generadas en el amplificador Clase A
Las ecuaciones que caracterizan este amplificador son: 𝐼 𝐷𝐶 = 𝐼 𝐶𝑄   𝑖 𝐶 𝜃 = 𝐼 𝐶𝑄 − 𝐼 𝐶𝑚 𝑆𝑒𝑛(𝜃) 𝑣 𝑜 𝜃 = 𝑉 𝑐𝑐 + 𝑉 𝑜𝑚 𝑆𝑒𝑛(𝜃) 𝑣 𝐶𝐸 𝜃 = 𝑉 𝐶𝐶 + 𝑉 𝑐𝑚 𝑆𝑒𝑛 𝜃 En reposo la tensión sobre la inductancia es nula por lo que VCEQ = VCC. Pero la inductancia mantiene una corriente constante ICQ, es decir que para c.a. se comporta como un circuito abierto.

47 Potencia y eficiencia del Clase A
La potencia entregada a la carga es: 𝑃 0 = 𝑉 𝑜𝑚 2 2𝑅 ≤ 𝑉 𝑐𝑐 2 2𝑅 Potencia de entrada: 𝑃 𝑖 = 𝑉 𝑐𝑐 × 𝐼 𝐷𝐶 ≈ 𝑉 𝑐𝑐 2 𝑅   Eficiencia:  𝜀= 𝑃 0 𝑃 𝑖 = 𝑉 𝑜𝑚 2 2 𝑉 𝑐𝑐 2 ≤ 1 2 En el caso: 𝑣 𝑐𝑚á𝑥 =2 𝑉 𝑐𝑐 e 𝑖 𝑐𝑚á𝑥 =2 𝐼 𝑐𝑄 =2 𝑉 𝑐𝑐 𝑅 Por tanto la eficiencia máxima será: 𝜀 𝑚á𝑥 = 𝑃 0𝑚á𝑥 𝑉 0𝑚á𝑥 𝑖 𝑐𝑚á𝑥 = 𝑉 𝑐𝑐 2 2𝑅 2 𝑉 𝑐𝑐 2 𝑉 𝑐𝑐 𝑅 = 1 8 =12.5%

48 Clase B En el clase B los elementos activos están en zona activa durante la mitad del tiempo en cada ciclo de la señal si es un BJT, o en saturación si se trata de un MOSFET. Es posible utilizar el mismo esquema del clase A, pero ahora con VBB ≈ 0.7, de forma que el BJT sólo conduce cuando vi > 0. En este caso es imprescindible poner en paralelo con RL un circuito LC sintonizado que elimina todos los armónicos y deja pasar a la carga únicamente la componente fundamental. Sin embargo el amplificador clase B que se va a analizar es otro, se trata del que utiliza dos transistores complementarios con dos BJT complementarios. En este caso no es necesario poner un circuito LC sintonizado en paralelo con RL.

49 Clase B: Transistores desfasados 180°
Durante medio ciclo, solo medio devanado de T1 lleva corriente:   𝑖 0 𝜃 = 𝑚 𝑛 𝐼 𝑐𝑚 𝑆𝑒𝑛(𝜃)   A su vez genera un voltaje de salida:   𝑣 𝑜 𝜃 = 𝑚 𝑛 𝐼 𝑐𝑚 𝑅 0 𝑆𝑒𝑛 𝜃 = 𝑉 𝑜𝑚 𝑆𝑒𝑛(𝜃)   Voltaje en el colector de Q1: 𝑣 𝑐1 𝜃 = 𝑉 𝑐𝑐 + 𝑉 𝑐𝑚 𝑆𝑒𝑛 𝜃  Donde: 𝑉 𝑐𝑚 = 𝑚 𝑛 𝑉 0𝑚 = 𝑚 2 𝑛 2 𝐼 𝑐𝑚 𝑅 0 = 𝐼 𝑐𝑚 𝑅

50 Amplificador “Clase B” con un único transistor (I)
Circuito básico Circuito resonante a la frecuencia de la señal de RF Rg + Polarización Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC 180º

51 Amplificador “Clase B” con un único transistor (II)
180º Q1 L VCC + - vCE RL iRL C vRL iC 180º Q1 L VCC + - vCE RL iRL C vRL Equivalente Equivalente (salvo para la tensión sobre la fuente) iC 180º L RL C iRL + - vRL

52 Amplificador “Clase B” con un único transistor (V)
Llamamos vce a la componente de alterna de vCE. Entonces: vce(wt) = vRL(wt) = -RL·(iCpico/2)·sen(wt) Þ vce(wt) = -(RL /2)·iCpico·sen(wt) = -(RL /2)·iC Por tanto: DvCE = iCpico·RL/2 Rectas de carga, punto de trabajo (estático) y excursión del punto de trabajo iC 180º Q1 L VCC + - vCE RL iRL C vRL VCC Recta de carga en continua vCE iC IB Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL 180º t iCpico t DvCE Punto de trabajo

53 Amplificador “Clase B” con un único transistor (VI)
Cálculo del rendimiento máximo posible DvCE = iCpico·RL/2 vCE iC IB VCC Recta de carga en continua Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL t DvCE 180º iCpico Punto de trabajo iCpico/p PRF = (DvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL)2/(8·RL) PCC = VCC·iCpico/p h = PRF/PCC = iCpico·RL·p/(8·VCC) El máximo valor de iCpico es iCpico max = 2·VCC/RL y por tanto: hmax = p/4 = 78,5% ¡Ha mejorado notablemente!

54 Amplificador “Clase B” con un único transistor (VII)
Situación con la máxima señal que se puede manejar hmax = p/4 = 78,5% 2·VCC/RL vCE iC IB VCC Recta de carga en continua 2·VCC 180º t t

55 Amplificador “Clase B” con un único transistor (IX)
Con transistores reales (no idealizados) VCC Recta de carga en continua iC IB vCE 2VCC 2·VCC/RL Pendiente -2/RL t vCE sat VCC-vCE sat 2·(VCC-vCE sat)/RL 180º t PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·RL) PCC = VCC·2·(VCC-vCE sat)/(p·RL) h = p·(VCC-vCE sat)/(4·VCC) Þ h = 0,785·(VCC-vCE sat)/VCC

56 Amplificador “Clase B” con un único transistor (X)
vp vm Señal modulada en amplitud vCE iC IB VCC Recta de carga en continua Pendiente 0 Pendiente -2/RL 2·VCC/RL Punto de trabajo DvCE(wmt) = vp[1 + m·sen(wmt)] m = vm/vp PRF = [DvCE(wmt)]2/(2·RL) PCC = VCC·iCpico(wmt)/p DvCE(wmt) = iCpico(wmt)·RL/2 Þ PCC = VCC·2·DvCE(wmt)/(p·RL) h = PRF/PCC = p·DvCE(wmt)/(4·VCC) h = 0,785·vp[1 + m·sen(wmt)]/VCC hmed = 0,785·vp/VCC hmed max Þ vp = VCC/2 Þ hmed max = 39,26% t DvCE(wmt) iCpico(wmt)

57 Amplificador Clase B con transistores complementarios
Aquí se elige VBB ≈ 0.7, para que cuando el voltaje de entrada sea vi > 0 conduzca Q1 y cuando sea vi < 0 conduzca Q2.

58 Amplificador “Clase B” con dos transistores (I)
Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (I) Polarización RL’ = RL/n2 Q1 VCC + - vRL RL iC1 iRL 1:1:n iC2 vCE1 vCE2 Q2 Rg +

59 Amplificador “Clase B” con dos transistores (II)
Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (II) iRL iB1 180º Q1 VCC iC1 iC2 + - vCE1 vCE2 Q2 vRL RL iRL 1:1:n iB1 iB2 iC1 180º iC2 180º iB2 180º

60 Amplificador “Clase B” con dos transistores (III)
Circuito básico: Montaje en contrafase o Push-Pull (III) VCC vCE1 iC1 IB1 VCC/RL’ Recta de carga en continua Pendiente -1/RL’ t iCpico Punto de trabajo IB1 iC2 vCE2 VCC/RL’ t iCpico

61 Amplificador “Clase B” con dos transistores (IV)
Cálculo del rendimiento máximo posible PRF = iCpico2·RL’/2 PCC = 2·VCC·iCpico/p h = iCpico·RL’·p/(4·VCC) Þ h = 0,785·iCpico·RL’/VCC Como: iCpico max = VCC/RL’, entonces: hmax = p/4 = 78,5% Como en el caso de un transistor

62 Amplificador “Clase B” con dos transistores (V)
Situación con la máxima señal que se puede manejar VCC vCE1 iC1 IB1 Recta de carga en continua iC2 vCE2 Punto de trabajo VCC/RL’ t hmax = 78,5% VCC/RL’ t

63 Comparación entre amplificadores “Clase A”, “Clase B” con un transistor y “Clase B” con dos transistores Amplificador Rendimiento máximo Ganancia de tensión Impedancia de entrada iCmax Banda Clase A 50% RL·b/rBE Lineal 2·VCC/RL Ancha Clase B, 1 transistor 78,5% RL·b/(2·rBE) No lineal Estrecha 2 transistores RL’·n·b/rBE VCC/RL’ rBE = resistencia dinámica de la unión base-emisor RL’ = RL/n2

64 Curvas generadas en el amplificador clase B
Curvas generadas en el amplificador clase B R es la resistencia vista a través de la mitad del devanado primario con la otra mitad abierta.  𝑅= 𝑚 2 𝑛 2 𝑅 𝑂 Mantener un voltaje de colector negativo requiere que 𝑉 𝑐𝑚 = 𝑉 𝑐𝑐 limitando así la potencia de salida a:   𝑃 0 = 𝑉 𝑐𝑚 2 2𝑅 ≤ 𝑉 𝑐𝑐 2 2𝑅 = 𝑉 𝑐𝑐 𝑚 2 𝑛 2 𝑅 𝑂 La corriente 𝐼 𝐷𝐶 puede calcularse como: 𝐼 𝐷𝐶 = 1 2𝜋 0 2𝜋 𝑖 𝑐 𝜃 𝑑𝜃= 2 𝐼 𝑐𝑚 𝜋   La eficiencia en este caso es: 𝜀= 𝑃 0 𝑃 𝑖 = 𝑉 𝑐𝑚 2 2𝑅 𝜋𝑅 2 𝑉 𝑐𝑚 1 𝑉 𝑐𝑐 = 𝜋 4 𝑉 𝑐𝑚 𝑉 𝑐𝑐 ≤ 𝜋 4 ≅0.785

65 Potencia y eficiencia en el Clase B
R es la resistencia vista a través de la mitad del devanado primario con la otra mitad abierta.  𝑅= 𝑚 2 𝑛 2 𝑅 𝑂 Mantener un voltaje de colector negativo requiere que 𝑉 𝑐𝑚 = 𝑉 𝑐𝑐 limitando así la potencia de salida a:   𝑃 0 = 𝑉 𝑐𝑚 2 2𝑅 ≤ 𝑉 𝑐𝑐 2 2𝑅 = 𝑉 𝑐𝑐 𝑚 2 𝑛 2 𝑅 𝑂 La corriente 𝐼 𝐷𝐶 puede calcularse como: 𝐼 𝐷𝐶 = 1 2𝜋 0 2𝜋 𝑖 𝑐 𝜃 𝑑𝜃= 2 𝐼 𝑐𝑚 𝜋 = 2 𝜋 𝑉 𝑐𝑚 𝑅   La eficiencia en este caso es: 𝜀= 𝑃 0 𝑃 𝑖 = 𝑉 𝑐𝑚 2 2𝑅 𝜋𝑅 2 𝑉 𝑐𝑚 1 𝑉 𝑐𝑐 = 𝜋 4 𝑉 𝑐𝑚 𝑉 𝑐𝑐 ≤ 𝜋 4 ≅0.785

66 Eficiencia máxima clase B
Como el voltaje pico de colector es: 𝑉 𝑐𝑐 + 𝑉 𝑐𝑚 ≤2 𝑉 𝑐𝑐 , la corriente pico de colector es: 𝑉 𝑐𝑐 𝑅 La eficiencia máxima será: 𝜀 𝑚á𝑥 = 𝑉 𝑐𝑐 2 2𝑅 2 𝑉 𝑐𝑐 𝑉 𝑐𝑐 𝑅 =   La disipación máxima en cada transistor es:   𝑃 𝑑1𝑚á𝑥 = 𝑃 𝑑2𝑚á𝑥 = 𝑉 𝑐𝑐 2 𝜋 2 𝑅   Y tiene lugar en: 𝑉 𝑐𝑚 = 2 𝑉 𝑐𝑐 𝜋 2 𝑅

67 Conclusiones del Clase B
Es de anotar que en clase B si no hay señal no se consume potencia. Pero el máximo rendimiento sólo se consigue cuando Vpico = 𝑉 𝑐𝑐 . No obstante, el amplificador no es tan lineal como el clase A, especialmente por la distorsión de cruce, justo en el momento en que un transistor se corta y empieza a conducir el otro. Los transistores de este amplificador trabajan en colector común (CC), no ganan en tensión, sólo en corriente. Si la tensión de entrada no es suficiente hace falta una etapa previa de ganancia en tensión.

68 Clase C En esta clase de amplificadores el elemento activo conduce un tiempo t1– t2 en cada periodo T = 2π/ωo, de forma que el semiángulo de conducción, definido como 2θο = ωo(t1– t2) sea inferior a π/2. En el clase B: θο = π/2, mientras que θο = π en el clase A. Se utilizan en amplificadores de señales de onda continua (CW), modulación de frecuencia (FM) y Modulación de amplitud (AM). La variación de amplitud que se requiere para una señal AM, se realiza variando el voltaje de alimentación del amplificador de potencia.   La tensión VBB es ahora negativa, de forma que el BJT sólo entra en zona activa alrededor del máximo de vi, cuando vi + VBB > 0.7 V.

69 Amplificador clase C con transistor Mosfet
La corriente de colector en función del semiángulo de conducción es:   𝑖 0 𝜃 = 𝐼 𝐷𝑄 − 𝐼 𝐷𝐷 𝑆𝑒𝑛 𝜃 ; 𝐼 𝐷𝑄 − 𝐼 𝐷𝐷 𝑆𝑒𝑛 𝜃 ≥ ; 𝐼 𝐷𝑄 − 𝐼 𝐷𝐷 𝑆𝑒𝑛 𝜃 <0 La corriente de polarización 𝐼 𝐷𝑄 es negativa en el amplificador clase C. Llamando 2y el ángulo de conducción, el semiángulo de conducción establece el modo del amplificador clase C: 𝑦= 0, 𝐼 𝐷𝐷 + 𝐼 𝐷𝑄 < 𝑒𝑛 𝑐𝑜𝑟𝑡𝑒 𝜋, 𝐼 𝐷𝑄 − 𝐼 𝐷𝐷 >0 (𝑐𝑙𝑎𝑠𝑒 𝐴) 𝐴𝑟𝑐𝐶𝑜𝑠 − 𝐼 𝐷𝑄 𝐼 𝐷𝐷 , 𝑂𝑡𝑟𝑜 𝑚𝑜𝑑𝑜

70 Polarización Clase C 𝐼 𝐷𝑄 =− 𝐼 𝐷𝐷 𝐶𝑜𝑠(𝑦) Corriente de alimentación 𝐼 𝐷𝐶 requerida: 𝐼 𝐷𝐶 = 1 2𝜋 0 2𝜋 𝑖 𝐷 𝜃 𝑑𝜃= 1 2𝜋 𝐼 𝐷𝑄 𝑦+ 𝐼 𝐷𝐷 𝑆𝑒𝑛(𝑦 𝐼 𝐷𝐶 = 𝐼 𝐷𝐷 𝜋 𝑆𝑒𝑛 𝑦 −𝑦𝐶𝑜𝑠(𝑦) Potencia de entrada: 𝑃 𝑖 = 𝑉 𝐷𝐷 𝐼 𝐷𝐶 Magnitud del voltaje de salida: 𝑉 0𝑚 = 𝑖 𝐷 𝜃 𝑅= 𝐼 𝐷𝐷 𝑅 2𝜋 2𝑦−𝑆𝑒𝑛(2𝑦)

71 Curvas características del amplificador clase C
Polarización: 𝐼 𝐷𝑄 =− 𝐼 𝐷𝐷 𝐶𝑜𝑠(𝑦) Corriente de alimentación 𝐼 𝐷𝐶 requerida:   𝐼 𝐷𝐶 = 1 2𝜋 0 2𝜋 𝑖 𝐷 𝜃 𝑑𝜃= 1 2𝜋 𝐼 𝐷𝑄 𝑦+ 𝐼 𝐷𝐷 𝑆𝑒𝑛(𝑦 𝐼 𝐷𝑄 𝑦+ 𝐼 𝐷𝐷 𝑆𝑒𝑛(𝑦   𝐼 𝐷𝐶 = 𝐼 𝐷𝐷 𝜋 𝑆𝑒𝑛 𝑦 −𝑦𝐶𝑜𝑠(𝑦)   Potencia de entrada: 𝑃 𝑖 = 𝑉 𝐷𝐷 𝐼 𝐷𝐶 Magnitud del voltaje de salida:   𝑉 0𝑚 = 𝑖 𝐷 𝜃 𝑅= 𝐼 𝐷𝐷 𝑅 2𝜋 2𝑦−𝑆𝑒𝑛(2𝑦)

72 Amplificadores “Clase C”
¿Se puede el rendimiento máximo teórico mayor que el 78,5%? ¿Qué hay que sacrificar? Circuito básico Circuito resonante Rg + Polarización Q1 L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC < 180º

73 Amplificadores “Clase C” lineales (I)
¿Cómo conseguir un ángulo de conducción menor de 180º ? Rg + - vCE iC vg VB vBE iB t vg fC VB+vgBE vgBE rBE iB ¿Cómo conseguir proporcionalidad entre iB y vg?

74 Amplificadores “Clase C” lineales (II)
Relaciones entre variables: vg = Vg pico·sen(wt) iB = Rg+rBE Vg pico·sen(wt) – (VB + vgBE) Si (p-fC)/2 < wt < (p+fC)/2, iB = 0 Si wt < (p-fC)/2 o wt > (p+fC)/2, fC = 2·arcos[(VB + vgBE)/Vg pico] vg t fC Para conseguir proporcionalidad entre iB y vg debe cumplirse: - Que VB+vgBE varíe proporcionalmente a Vg pico. - Que fC no varíe. VB+vgBE iB

75 Amplificadores “Clase C” lineales (III)
Rg + - vCE iC vg VB vBE iB RB CB Amplificadores “Clase C” lineales (III) Realización física vgBE rBE vBE = vgBE + iB·rBE VB = (Vg pico – vgBE)·RB/(RB + Rg + rBE) VB + vgBE = Vg pico·RB/(RB + Rg + rBE) + vgBE·(Rg + rBE)/(RB + Rg + rBE) Si Vg pico·RB >> vgBE·(Rg + rBE), entonces: VB + vgBE  Vg pico·RB/(RB + Rg + rBE) es decir, proporcionalidad. ¡Ojo! como: vg = VB + vgBE + (Rg + rBE)·iB si vg >> vBE Þ Pequeña ganancia.

76 Amplificadores “Clase C” lineales (IV)
iB = Rg+rBE Vg pico·sen(wt) – (VB + vgBE) Como: fC = 2·arcos[(VB + vgBE)/Vg pico] Entonces: iB = [sen(wt) – cos(fC/2)]· Vg pico/(Rg+rBE) y, por tanto: iC = [sen(wt) – cos(fC/2)]·b·Vg pico/(Rg+rBE) El valor de pico vale: iCpico = [1 – cos(fC/2)]·b·Vg pico/(Rg+rBE) Es decir: iC fc ICpico iC = iCpico· 1 – cos(fC/2) sen(wt) – cos(fC/2)

77 Amplificadores “Clase C” lineales (VIII)
Cálculo del rendimiento máximo posible (I) iC vCE IB Pendiente -1/[RL’·(1 – cos(fC/2)] t DvCE VCC fC iCpico p-fC 2 vCE0 PRF = (DvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL’)2/(2·RL) RL’ = · 1 – cos(fC/2) fC– senfC RL 2p PCC = VCC·IC IC = p·[1 – cos(fC/2)] sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2) ·iCpico IC h = PRF/PCC Þ 4·VCC·[sen(fC/2) – (fC/2)·cos(fC/2)] iCpico·RL’·[fC– senfC] h = PRF/PCC = Luego h crece con iCpico. Calculamos el valor máximo: iCpico max = vCE0 min/[RL’·(1 – cos(fC/2)] = [VCC(1 – cos(fC/2))]/[RL’·(1 – cos(fC/2)] Þ iCpico max = VCC/RL’

78 Amplificadores “Clase C” lineales (X)
Resumen de características: Linealidad: Difícil, sacrificando ganancia. Rendimiento máximo: Alto, %. Ganancia: Baja. Impedancia de entrada: Muy no lineal. Corriente de colector: Picos altos y estrechos. Ancho de banda: Pequeño.

79 Amplificadores “Clase C” “muy no lineales” (I)
El transistor trabaja “casi” en conmutación Circuito resonante L VCC + - vCE RL iC iRL C vRL iC L RL C + - vRL VCC El circuito resonante resuena libremente y repone la energía que transfiere a la carga en los periodos de conducción del transistor. El valor de pico de la tensión de salida es aproximadamente el valor de la tensión de alimentación: vRL = VCC·sen(wt) El rendimiento es bastante alto. iC

80 Potencia y eficiencia Clase C
Potencia de salida: 𝑃 0 = 𝑉 𝑜𝑚 2 2𝑅 Eficiencia: 𝜀= 𝑃 0 𝑃 𝑖 La eficiencia en clase C es más elevada que en clase A ó B. Cuando 𝑉 𝑑𝑚 = 𝑉 0𝑚 = 𝑉 𝐷𝐷 , La eficiencia puede relacionarse con el semiángulo de conducción. Fijando: 𝑉 𝑑𝑚 = 𝑉 𝐷𝐷 : 𝑃 0 = 𝑉 𝐷𝐷 2 2𝑅 Entonces la eficiencia máxima será: 𝜀 𝑚á𝑥 = 2𝑦−𝑆𝑒𝑛 2𝑦 4 𝑆𝑒𝑛 𝑦 −𝑦𝐶𝑜𝑠 𝑦

81 Clase D Los transistores trabajan en conmutación, pasan del estado de corte al de conducción y viceversa de forma instantánea. La señal de entrada, vin, debe ser cuadrada y de suficiente amplitud para llevar los transistores alternativamente de corte a saturación (de corte a zona lineal si son MOSFETs).  Trabajando en este modo el transistor se puede asimilar a un interruptor ideal (abierto en corte, cerrado en saturación). Este tipo de amplificadores no son lineales (muchas veces ni siquiera ganan en tensión, sólo en corriente), sólo se pueden aplicar a señales de amplitud constante, como por ejemplo las moduladas en PM o en FM (pero de banda muy estrecha), o a señales digitales.

82 Circuito del Amplificador Clase D

83 Amplificadores “Clase D” (I)
Circuito básico + - vRL D1 RL L C +VCC iC2 D2 Q1 Q2 iC1 iD2 iD1 A vA iL VCC/2 iL vRL vA VCC/2 -VCC/2

84 Amplificadores “Clase D” (II)
Análisis vRL DvRL vA VCC/2 -VCC/2 = + Armónicos L + - vRL D1 RL C +VCC iC2 D2 Q1 Q2 iC1 iD2 iD1 A vA iL VCC/2 DvRL = (VCC/2)·4/p = 2·VCC/p Luego la tensión de salida es proporcional a la alimentación Þ Puede usarse como modulador de amplitud. Menor frecuencia de operación debido a que los transistores trabajan en conmutación.

85 Amplificadores “Clase D” y amplificadores “Clase E” (I)
vA iL vA iL Clase D Clase E vA iL Conmutación forzada en los diodos: salen de conducción cuando entran los transistores en conducción. iC1 iC1 iD1 iC2 iC2 iD2 Conmutación natural en los diodos: salen de conducción cuando se invierte la corriente por resonancia.