SCR Rectificador Controlado de Silicio.

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1 SCR Rectificador Controlado de Silicio

2 SCR 1.- Introducción Definición: El tiristor (SCR, Silicon Controlled Rectifier o Rectificador Controlado de Silicio), es un dispositivo semiconductor biestable formado por tres uniones PN con la disposición PNPN. Está formado por tres terminales, llamados Anodo, Cátodo y Puerta. El instante de conmutación, puede ser controlado con toda precisión actuando sobre el terminal de puerta. Es un elemento unidireccional, conmutador casi ideal, rectificador y amplificador a la vez.

3 En la curva característica idealizada del tiristor podemos apreciar tres zonas bien diferenciadas:
a) VAK positiva. El dispositivo se comporta como un circuito abierto. b) VAK positiva. El elemento está en estado de conducción. c) VAK negativa. El dispositivo equivale a un circuito abierto. IA c a b VAK

4 La característica real V – I del tiristor está representada en la figura:

5 VDWM = Tensión máx. directa de trabajo
VDRM = Valor máx. de voltaje repetitivo directo. VRRM = Valor máx. de voltaje repetitivo inverso. VT = Caída de tensión de trabajo IT = Intensidad de trabajo IH = Intensidad de mantenimiento IDRM = Intensidad directa en estado de bloqueo. (Intensidad de fugas) IRRM = Intensidad inversa en estado de bloqueo. (Intensidad de fugas) IL = Intensidad de enganche

6 .2.- Estructura En la fabricación se emplean técnicas de difusión y crecimiento epitaxial. El material básico es el Si. En la figura están representados algunos tipos de encapsulado:

7 3.- Principio de Funcionamiento
Tensión de ánodo negativa respecto a cátodo (VAK < 0): Los diodos U1 y U3 quedan polarizados en inverso y U2 en directo. La corriente del diodo viene dada por:

8 Tensión de ánodo positiva respecto a cátodo (VAK > 0), sin excitación de puerta:
Sin señal en la puerta (G), las uniones U1 y U3 estarán polarizadas en directo y U2 en inverso. La única corriente que circula por el dispositivo es la inversa de saturación del diodo formado en la unión U2. A esta corriente de saturación la llamamos IS2.

9 Teniendo en cuenta que la corriente neta ha de ser la misma en todas las uniones:
y sustituyendo: de donde: El transistor formado por la capas P1N1P2 se encuentra en bloqueo directo, por lo que se coporta como un cto abierto, puesto que el valor de IA es muy pequeño. Esto supone que 1 + 2 << 1 con lo que la expresión anterior se reduce a:

10 Tensión de ánodo positiva respecto a cátodo (VAK > 0), con excitación de puerta:
El tiristor, idealmente, se comporta como un cortocircuito (VAK del orden de 1 a 2 V). 4.- Modelo de dos transistores:

11 Del modelo anterior, obtenemos las siguientes expresiones:
Finalmente obtenemos: (teniento en cuenta: IB1 = IC2) Cuando (1+ 2) se aproxima a 1, la división tiende a , por lo que IA tiende a aumentar sin límite, pasando el dispositivo al estado ON.

12 Si ahora operamos en el circuito de forma que la suma ((1+ 2) sea menor que 1, el dispositivo estará en estado OFF, manteniéndose la IA muy pequeña. Si aumentamos IG, la corriente de ánodo tiende a incrementarse y por tanto, tiende a aumentar 1 y 2 produciendose un efecto de realimentación positiva. De aquí podemos deducir los dos tipos de disparo del SCR: 1.- Por tensión suficientemente elevada aplicada entre A – K, lo que provocaría que éste entrara en conducción por efecto de "avalancha"; 2.- Por intensidad positiva de polarización en la puerta. Tanto para el estado de bloqueo directo, como para el estado de polarización inversa, existen unas pequeñas corrientes de fugas.

13 5.- Nomenclatura y Características:
VDRM Tensión de pico repetitivo en bloqueo directo. (Repetitive peak off-state voltage). VDSM Tensión de pico no repetitivo en bloqueo directo. (Non -repetitive peak off - state voltage). VDWM Tensión máxima directa en estado de trabajo. (Crest working off - state voltage).

14 VRRM Tensión inversa de pico repetitivo. (Repetitive peak reverse voltage). VRSM Tensión inversa de pico no repetitivo. (Non - repetitive peak reverse voltage). VRWM Tensión inversa máxima de trabajo. (Crest working reverse voltage). VT Tensión en extremos del tiristor en estado de conducción. (Forward on - state voltage). VD Tensión en extremos del tiristor en estado de bloqueo directo. (Continuous off - state voltage).

15 VR Caída de tensión inversa en extremos del tiristor. (Reverse off - state voltage). VGT Tensión de disparo de puerta. (Ten-sión de encendido). (Gate voltage to trigger). VGNT Tensión de puerta que no provoca el disparo. (Non - triggering gate voltage). VRGM Tensión inversa de puerta máxima. (Peak reverse gate voltage). VBR Tensión de ruptura. (Breakdown voltage). IT(AV) Corriente media. (Average on - state current). IT(RMS) Intensidad directa eficaz. (R.M.S. on state current).

16 ITSM Corriente directa de pico no repetitiva. (Peak one cycle surge on - state current). ITRM Corriente directa de pico repetitivo. (Repetitive peak on - state current). IRRM Corriente inversa máxima repetitiva. (Corriente inversa). (Reverse current). IL Corriente de enganche. (Latching current). IH Corriente de mantenimiento. (Holding current). IDRM Corriente directa en estado de bloqueo. (Off - state current).

17 IGT Corriente de disparo de puerta. (Gate current to trigger). IGNT Corriente de puerta que no provoca el disparo. (Non-triggering gate current). ITC Corriente controlable de ánodo. (Controllable anode current). (Para el caso de tiristores GTO). I2t Valor límite para protección contra sobreintensidades. (I2t Limit value). Capacidad de soportar un exceso de corriente durante un tiempo inferior a medio ciclo. Permite calcular el tipo de protección. Debemos elegir un valor de I2t para el fusible de forma que:

18 PGAV Potencia media disipable en la puerta. (Average gate power dissipation). PGM Potencia de pico disipada en la puerta. (Peak gate power dissipation). Ptot Potencia total disipada. (Full power dissipation). Tstg Temperatura de almacenamiento. (Storage temperature range). Tj Temperatura de la unión. (Juntion temperature). Rth j-mb ; Rj-c; R JC Resistencia térmica unión - contenedor. (Thermal resistance, Junction to ambient).

19 Rth mb-h; Rc-d Resistencia térmica contenedor - disipador. (Thermal resistance from mounting base to heatsink). Rth j-a; Rj-a; R JA Resistencia térmica unión - ambiente. (Termal resistance juntion to ambient in free air). Zth j-mb; Zj-c; ZJC(t) Impedancia térmica transitoria unión - contenedor. (Transient thermal impedance, juntion - to - case). Zth j-a; Zj-a; Z JA(t) Impedancia térmica transitoria unión - ambiente. (Transient thermal impedance, juntion - to - ambient). td Tiempo de retraso. (Delay time). tr Tiempo de subida (Rise time).

20 tgt; ton Tiempo de paso a conducción. (Gate - controlled turn – on time). tq; toff Tiempo de bloqueo, (Circuit - commutated turn - off time). di/dt Valor mínimo de la pendiente de la intensidad por debajo del cual no se producen puntos calientes. dv/dt Valor mínimo de la pendiente de tensión por debajo del cual no se produce el cebado sin señal de puerta. (dv/dt)C Valor mínimo de la pendiente de tensión por debajo del cual no se produce el nuevo cebado del SCR cuando pasa de conducción a corte.

21  Interruptor casi ideal.
Características:  Interruptor casi ideal.  Amplificador eficaz (pequeña señal de puerta produce gran señal A – K).  Fácil controlabilidad.  Características en función de situaciones pasadas (Memoria).  Soporta altas tensiones.  Capacidad para controlar grandes poten-cias.  Relativa rapidez. Características estáticas: Las características estáticas corresponden a la región ánodo - cátodo y son los valores máximos que colocan al elemento en en límite de sus posibilidades: VRWM, VDRM, VT, ITAV, ITRMS, IFD, IR, Tj, IH.

22 Características de control:
Determinan la naturaleza del cto de mando que mejor responde a las condiciones de disparo. Para la región puerta - cátodo los fabricantes definen entre otras las siguientes características: VGFM, VGRM, IGM, PGM, PGAV, VGT, VGNT, IGT, IGNT Entre los anteriores destacan: VGT e IGT que determinan las condiciones de encendido del dispositivo semiconductor. VGNT e IGNT, que dan los valores máximos de corriente y de tensión, para los cuales en condiciones normales de temperatura, los tiristores no corren el riesgo de dispararse de modo indeseado.

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24 El diodo puerta (G) - cátodo (K) difiere de un diodo de rectificación en los siguientes puntos:
Una caída de tensión en sentido directo más elevada. Mayor dispersión para un mismo tipo de tiristor. Construcción de la curva característica de puerta: La unión puerta – cátodo se comporta como un diodo, por lo que representamos la característica directa de dicho diodo. Para una misma familia de tiristores existe una gran dispersión. Para no complicar demasiado el proceso, se dibujan únicamente las dos curvas extremas, puesto que todas las demás quedan comprendidas entre ambas.

25 Tensión insuficiente para disparar ningún elemento < 0.25V.
Analisis gráfico del concepto de disipación máxima. Para ello tomamos un tiristor típico con los valores nominales y las características de puerta siguientes: VRGM max= 5V PGAV max= 0.5W PGM max = 5W VGT > 3.5V IGT > 65mA Tensión insuficiente para disparar ningún elemento < 0.25V.

26 La curva de máxima disipación de potencia de pico representa el lugar geométrico de V e I, de manera que: Para el punto A, tenemos:

27  Valor superior a los dados por el fabricante ( > 0
 Valor superior a los dados por el fabricante ( > 0.5W de potencia media; > 5W de potencia de pico). En la figura podemos ver tres puntos tomados sobre la curva de máxima disipación de potencia que cumplen con todas las especificaciones expuestas anteriormente en los datos del dispositivo.

28 De la misma obtenemos la curva de potencia media
De la misma obtenemos la curva de potencia media. Para nuestro caso consideramos un valor de PGAV máx = 0.5W. Entre las curvas PGAV = continua y PGM = de pico alterna se encuentra una zona idónea para trabajar con impulsos. Ciclo de trabajo (): Cociente entre la potencia media y la potencia de pico: Para nuestro caso: De todo lo visto hasta ahora, deducimos que las tensiones e intensidades válidas para producir el disparo deben estar comprendidas en la zona rayada de la figura siguiente:

29 Dentro de esta zona encontramos una parte en la cual el disparo resulta inseguro Esta corriente mínima disminuye al aumentar la temperatura:

30 Características dinámicas:
Tensiones Transitorias Son valores de tensión que van superpuestos a la señal sinusoidal de la fuente de alimentación. Son de escasa duración, pero de amplitud considerable. Ejemplo 1: Si tenemos una fuente de alimentación de 220V de tensión eficaz, con picos de tensión de, determinar las características mínimas de disparo que debe reunir el tiristor. Para disponer de un margen de seguridad del 50%, elegimos un tiristor que se dispare con una tensión superior a 311V  1.5 = 470V. Elegiríamos un tiristor con un valor de VDRM > 470V y VDSM >>> VDRM

31 Impulsos de Corriente El fabricante proporciona curvas que dan la cantidad de ciclos durante los que se pueden tolerar determinados valores de corriente de pico. El comienzo de la curva representa el valor de pico de una corriente senoidal, para la cual el semiciclo tiene una duración de 10 ms. Cuanto mayor sea el valor del impulso de corriente, menor será la cantidad de ciclos durante los cuales podrá admitirse este valor.

32 La gráfica siguiente muestra la corriente de pico no repetitivo máximo admisible en estado de conducción, basada en corrientes sinusoidales (f = 50Hz). Antes del impulso: Tj < 125 ºC. Según la gráfica, el tiristor podría soportar 200A de pico durante 20ms una vez por segundo; 150A tres veces por segundo, o 75A durante cincuenta ciclos por segundo. La temperatura media en la unión debe conservarse por debajo del máximo.

33 180º = Áng conducción + Áng disparo
Angulo de Conducción La corriente y la tensión media de un tiristor variarán en función del instante en el que se produzca el disparo, es decir, todo va a depender del ángulo de conducción. La potencia entregada y la potencia consumida por el dispositivo, también dependerán de él: cuanto mayor sea éste, mayor potencia tendremos a la salida del tiristor Cuanto mayor es el ángulo disparo, menor es el de conducción: 180º = Áng conducción + Áng disparo

34 Ejemplo 2: El cto de la figura representa un control simple de potencia con carga resistiva, calcular: 1.- Tensión de pico en la carga. 2.- Corriente de pico en la carga. 3.- Tensión media en la carga. 4.- Corriente media en la carga. 5.- Realizar un estudio mediante PsPice, obteniendo las formas de onda para un ángulo de conducción  = 60º. Comprobar que los apartados calculados en el ejercicio, coinciden con las simulaciones. Datos: Ve (RMS) = 120V f = 50Hz  = 60º RL = 10

35 1.- 2.- 3.- 4.- 5.-

36 Características de conmutación:
Los tiristores necesitan un tiempo para pasar de bloqueo a conducción y viceversa. Para frecuencias inferiores a 400Hz podemos ignorar estos efectos. En la mayoria de las aplicaciones se requiere una conmutación más rápida, por lo que éste tiempo debe tenerse en cuenta. A.- Tiempo de Encendido (tON) El tiempo de encendido (paso de corte a conducción) tON, lo dividimos en dos partes: A1.- Tiempo de retardo. (td) A2.- Tiempo de subida. (tr) A1.- TIEMPO DE RETARDO O PRECONDI-CIONAMIENTO Es el que trascurre desde que el flanco de ataque de la corriente de puerta alcanza el 50% de su valor final, hasta que IA alcanza el 10% de su valor máximo para una carga resistiva.

37 El tiempo de retardo depende de la corriente de mando, de la tensión ánodo - cátodo y de la temperatura (td disminuye si estas magnitudes aumentan).

38 A2.- TIEMPO DE SUBIDA Es el tiempo necesario para que IA pase del 10% al 90% de su valor máximo para una carga resistiva. Podríamos tambien considerar el paso de la caída de tensión en el tiristor del 90% al 10% de su valor inicial. La amplitud de la señal de puerta y el gradiente de la corriente de ánodo, juegan un papel importante en la duración del tr que aumenta con los parámetros ante-riores. El tiempo de cebado (encendido), debe ser lo suficientemente corto, como para no ofrecer dificultades en aplicaciones de baja y de mediana frecuencia. En la figura siguiente podemos ver el tiempo de retardo en función de la tensión de ánodo e intensidad de puerta:

39 Parámetros que influyen sobre td:
Tiempo de subida. Amplitud de la corriente de ánodo. Tensión de ánodo

40 B.- Tiempo de Apagado (tOFF)
Es el tiempo de paso conducción a corte Conclusiones: Si en t1, descebamos el tiristor, la corriente disminuye siguiendo la pendiente dI/dt. La tensión en el tiristor (que era VA) disminuye ligeramente.

41 En t2, se invierte la corriente; si el tiristor fuera perfecto, se bloquearía instantaneamente. Entre t2 y t3 se comporta como un cortocircuito, blo-queándose bruscamente en t3. En este momento podemos ver como se produce un salto de tensión. Para poder aplicar una nueva tensión directa deberemos esperar hasta llegar al punto que representa el tiempo t6. La extinción del tiristor se producirá por dos motivos: Por reducción de la corriente de ánodo por debajo de la corriente de mantenimiento y por anulación de la corriente de ánodo. Dividimos el tiempo de apagado en dos: B1.- T de recuperación inversa. (trr). B2.- T de recuperación de puerta. (tgr).

42 B1.- TIEMPO DE RECUPERACION INVERSA
Si la tensión aplicada al elemento cambia de sentido y lo polariza inversamente, la corriente directa se anula, alcanzándose un valor débil de corriente inversa, (ir). Las cargas acumuladas en la conducción del tiristor se eliminan entonces parcialmente, pudiendose así definir un tiempo trr, de recuperación inversa (desde t1 a t3) B2.- TIEMPO DE RECUPERACIÓN DE PUERTA El resto de las cargas almacenadas se recombinan por difusión. Cuando el número de cargas es suficientemente bajo, la puerta recupera su capacidad de gobierno: puede entonces volver a aplicarse la tensión directa sin riesgo de un nuevo cebado. Este tiempo se denomina tiempo de recuperación de puerta y se simboliza como tgr.

43 La duración total del proceso de bloqueo será:
Parámetros que influyen sobre toff: Corriente en conducción (IT). Tensión inversa (VR). Velocidad de caída de la corriente de ánodo dI/dt. Pendiente de tensión dVD/dt. Temperatura de la unión Tj o del contenedor Tc. Codiciones de puerta.

44 6.- Métodos de disparo: Para que se produzca el cebado de un tiristor, la unión ánodo - cátodo debe estar polarizada en directo y la señal de mando debe permanecer un tiempo suficiente-mente largo como para permitir que el tiristor alcance un valor de corriente de ánodo mayor que IL, corriente necesaria para permitir que el SCR comience a conducir. Características térmicas: Dependiendo de las condiciones de trabajo de un tiristor, éste disipa una cantidad de energía que produce un aumento de la temperatura en las uniones del semi-conductor. Este aumento de la temperatura provoca un aumento de la corriente de fugas, que a su vez provoca un aumento de la temperatura, creando un fenómeno de acumulación de calor que debe ser evitado. Para ello se colocan disipadores de calor.

45 Para que, una vez disparado, se mantenga en la zona de conducción deberá circular una corriente mínima de valor IH, marcando el paso del estado de conducción al estado de bloqueo directo. Los distintos métodos de disparo de los tiristores son: 6.1.- Por puerta. 6.2.- Por módulo de tensión. (V) 6.3.- Por gradiente de tensión (dV/dt) 6.4.- Disparo por radiación. 6.5.- Disparo por temperatura. El modo usado normalmente es el disparo por puerta. Los disparos por módulo y gradiente de tensión son modos no deseados, por lo que los evitaremos en la medida de lo posible.

46 6.1.- Disparo por puerta Es el proceso utilizado normalmente para disparar un tiristor. Consiste en la aplicación en la puerta de un impulso positivo de intensidad, entre los terminales de puerta y cátodo a la vez que mantenemos una tensión positiva entre ánodo y cátodo. Una vez disparado el dispositivo, perdemos el control del mismo por puerta. En estas condiciones, si queremos bloquearlo, debemos hacer que VAK < VH y que IA < IH

47 Al disparar el elemento debemos tener presente que el producto entre los valores de corriente y tensión, entre puerta y cátodo, deben estar dentro de la zona de disparo seguro y no exceder los límites de disipación de potencia de puerta. El valor de la resistencia (R) vendrá determinado por la pendiente de la recta tangente a la curva de máxima disipación de potencia de la curva característica de puerta del tiristor como podemos observar en la figura.

48 El valor de R vendrá determinado por:
Debemos tener en cuenta también que existe un nivel mínimo por debajo del cual el disparo resulta inseguro. Ejemplo 3: Dado un cto simple de control de potencia que utiliza un tiristor como elemento de control de una carga resistiva. 1.- Determinar el valor de Vcc, necesario para producir el disparo del tiristor. 2.- Suponiendo que se abre el interruptor, una vez disparado el tiristor, calcular el valor mínimo de tensión (Ve) que provoca el apagado del mismo. Datos: VE = 300V; R = 500; RL = 20; SCR: VH = 2V IH = 100mA VG = 0.75V IG = 10mA

49 1.- 2.- Esta corriente debe ser menor que la corriente de mantenimiento para que el tiristor conmute a apagado, por lo que deducimos que:

50  6.2.- Disparo por módulo de tensión
Este método podemos desarrollarlo basándonos en la estructura de un transistor: si aumentamos la tensión colector - emisor, alcanzamos un punto en el que la energía de los portadores asociados a la corriente de fugas es suficiente para producir nuevos portadores en la unión de colector, que hacen que se produzca el fenómeno de avalancha.  Esta forma de disparo no se emplea para disparar al tiristor de manera inten-cionada; sin embargo ocurre de forma for-tuita provocada por sobretensiones anor-males en los equipos electrónicos.

51 6.3.- Disparo por gradiente de tensión
Si a un tiristor se le aplica un escalón de tensión positiva entre ánodo y cátodo con tiempo de subida muy corto, los portadores sufren un desplazamiento para hacer frente a la tensión exterior aplicada. La unión de control queda vacía de portadores mayoritarios; aparece una diferencia de potencial elevada, que se opone a la tensión exterior creando un campo eléctrico que acelera fuertemente a los portadores minoritarios produciendo una corriente de fugas.

52 Para aumentar la inmunidad del dispositivo ante estas variaciones tan bruscas, algunos fabricantes recurren a cortocircuitar parcialmente la zona de control y la zona de cátodo. En tiristores de baja potencia es aconsejable conectar entre puerta y cátodo una resis-tencia por la que se derive parte de la intensidad de fugas antes comentada. 6.4.- Disparo por radiación La acción de la radiación electromagnética de una determinada longitud de onda provoca la elevación de la corriente de fugas de la pastilla por encima del valor crítico, obligando al disparo del elemento. Los tiristores fotosensibles (llamados LASCR o Light Activated SCR) son de pequeña potencia y se utilizan como elementos de control todo - nada.

53 6.5.- Disparo por temperatura
El disparo por temperatura está asociado al aumento de pares electrón - hueco genera-dos en las uniones del semiconductor. Así, la suma (1+2) tiende rápidamente a la unidad al aumentar la temperatura. La tensión de ruptura permanece constante hasta un cierto valor de la temperatura y disminuye al aumentar ésta. 7.- Condiciones necesarias para el con-trol de un SCR Disparo Polarización positiva ánodo - cátodo. La puerta debe recibir un pulso positivo (respecto a la polarización que en ese momento tengamos en el cátodo) durante un tiempo suficiente como para que IA sea mayor que la intensidad de enganche.

54 Corte Anular la tensión que tenemos aplicada entre ánodo y cátodo. Incrementar la resistencia de carga hasta que la corriente de ánodo sea inferior a la corriente de mantenimiento (IH), o forzar a que IA < IH. 8.- Limitaciones del tiristor Las más importantes son debidas a: 8.1.- Frecuencia de funcionamiento. 8.2.- Pendiente de tensión (dV/dt). 8.3.- Pendiente de intensidad (dI/dt). 8.4.- Temperatura. 8.1.- Frecuencia de funcionamiento No podemos superar ciertos valores de frecuencia, que vendrán impuestos por la propia duración del proceso de apertura y cierre del dispositivo.

55 El hecho de trabajar a frecuencias altas, imponen al tiristor restricciones de dI/dt; podríamos decir que el dispositivo "conserva en la memoria" el calentamiento producido por esta dI/dt. Esto es debido a la imposibilidad para poder disipar el exceso de calor producido en su interior. Podemos afirmar que para valores muy altos de dI/dt y con frecuencias crecientes, se denota una fuerte disminución de la capacidad de conducción del elemento. 8.2.- Limitaciones de la pendiente de ten-sión (dV/dt) Los picos transitorios de tensión que apare-cen a través de un semiconductor son gene-ralmente de corta duración, gran amplitud y elevada velocidad de crecimiento. Una velocidad excesiva del crecimiento de la tensión aplicada entre ánodo y cátodo (dV/dt), amenaza con provocar el cebado

56 indeseado del tiristor, anteriormente bloqueado, en ausencia de señal de puerta. Este fenómeno se debe a la capacidad interna del tiristor que se carga con una corriente i = C(dV/dt) la cual, si dV/dt es grande, puede ser suficiente para provocar el cebado. Causas: a.-) Alimentacion principal. b.-) Los contactores existentes entre la fuente de alimentación y el equipo. c.-) La conmutación de otros tiristores cercanos. Efectos: Si se aplica una elevada dV/dt al dispositivo, se puede producir el disparo indeseado del mismo, sin aplicar una señal en la puerta. Este límite lo podemos observar en la figura:

57 Protecciones: El diseño de las redes de protección dependerá en una gran medida de los límites de los semiconductores, así como de los fenómenos permanentes y transitorios a los que estén sometidos. Debemos adoptar soluciones de compromiso, puesto que con la mejora de la relación dV/dt se tiende a producir un aumento de la dificultad para producir el cebado del dispositivo electrónico.

58 Uno de los métodos para mejorar la relación dV/dt, es colocar una resistencia en paralelo con la puerta del tiristor, pero por contra, debemos tener en cuenta que este método produce una reducción de la sensibilidad del tiristor. Otro método es aplicar una polarización negativa de puerta. Este método desempeña el mismo papel que el método anterior aunque aumenta la inmunidad a los ruidos del elemento, pero como anteriormente, se plantea la disyuntiva de que es una técnica poco cómoda de llevar a cabo.

59 En ctos donde el valor de dV/dt sea superior al valor dado por el fabricante, se pueden utilizar ctos supresores de transitorios. Se conectan en bornes de la alimentacion, en paralelo con el semiconductor o en paralelo con la carga. Podemos clasificarlos en cinco grupos: 1.- Grupos RC o grupos L 2.- Supresores de Selenio 3.- Resistencias no lineales 4.- Descargadores de chispas 5.- Circuitos electrónicos de potencia Una de las formas de lograr que del valor de la dV/dt no sobrepase ciertos límites, es colocar una bobina en serie con el tiristor.

60 En el cto anterior se harán las siguientes suposiciones:
El tiristor se sustituye por una resistencia cuyo valor es el de la resistencia en estado de bloqueo directo RAK. Se suprime R, porque se considera despreciable frente a RAK. El valor de la tensión es: El valor máximo (t = 0) será: Conforme aumentamos el valor de la in-ductancia, disminuimos el valor de dVAK/dt.

61 De manera práctica, ésta solución no es viable debido a que las inductancias dise-ñadas para estas aplicaciones con caras y voluminosas. Una solución muy utilizada en la práctica es conectar en paralelo con el tiristor un cto RC (Red SNUBBER), para evitar variaciones bruscas de tensión en los extremos del semiconductor: Puede presentarse un inconveniente: la ener-gía disipada en la resistencia snubber sea elevada si esta resistencia es muy pequeña. Debemos llegar a una solución de compro-miso que nos permita limitar el valor de dV/dt.

62 Estas redes RC, actúan como integradores absorbiendo la energía transitoria y reduciendo al mismo tiempo el valor de dV/dt. Los ctos más utilizados son una combinación de los anteriores, es decir, formados por la red RC en paralelo con el tiristor y una bobina en serie con el elemento semiconductor. El valor de los dispositivos que forman éstas redes será calculado posteriormente, aunque podemos tomar como valores aproximados los siguientes: RS = 10 CS = 0.2µF Ejemplo 4: El SCR del cto de la figura puede soportar una dVAK/dt = 50V/µs. La descarga inicial del condensador sobre el SCR debe ser limitada a 3A. En el momento en que se cierra el interruptor S es conectada la fuente de tensión VS al circuito.

63 Si en ese momento se aplica un impulso apropiado a la puerta del elemento, calcular:
1º) Valor del condensador de la red de protección. 2º) Valor de la resistencia de protección. Datos: dV/dt = 50V/µs; R = 20; Imáx = 3A 1.- Cuando la fuente de tensión alcanza el valor máximo (VSmáx = 2202 = 311V) cerramos el interruptor S.

64 Suponiendo que en el instante inicial, el condensador está descargado:
Como: El valor de la cte de tiempo es 6.22s. El tiempo para que se estabilice el valor de la tensión en el SCR estará comprendido entre 15 y 20s, tiempo suficientemente corto para que la fuente de tensión no cambie apreciablemente los valores de pico. 2.- Si el SCR es disparado en el momento en que tenemos la tensión máxima, con C cargado a 311V, el valor necesario de la resistencia para limitar la corriente a 3A será:

65 MÉTODOS PARA EL CÁLCULO DE LOS ELEMENTOS DE PROTECCIÓN:
A.- Método de la constante de tiempo (más utilizado). B.- Método resonante. A.- Método de la constante de tiempo Con éste método tratamos de buscar el valor mínimo de la constante de tiempo () de la dV/dt del dispositivo. Para ello, nos basamos en la figura:

66 De donde deducimos que:
siendo:  = Constante de tiempo VDRM = Tensión directa de pico repetitivo. En condiciones normales, tomaremos VDRM = Vmáx El valor de los elementos que forman la red RC (red Snubber) los determinamos a partir de:

67  donde: VAmáx = Tensión de ánodo máxima. IL = Intensidad en la carga.
K = F de seguridad. ( ) cuando se produce la descarga instantánea del condensador al inicio de la conducción. La misión de la resistencia calculada es proteger al SCR  Para el peor de los casos, si el valor de tON es igual a cero, el valor que debe tener la resistencia viene dado por la ecuación:

68 B.- Método de la resonancia
Con este método de cálculo de los valores de R, L y C, trataremos de lograr que el cto entre en resonancia. La forma de onda obtenida para dV/dt será la representada en la figura: Para el cálculo, el valor de dV/dt debe ser relacionado con el valor de la frecuencia. Esto lo conseguimos basándonos en la ecuación de la tensión senoidal:

69 Derivando y despejando la frecuencia:
El valor de dV/dt es el máximo valor en estado de conducción especificado por el fabricante. Basándonos en la ecuación de definición de la frecuencia de resonancia, y una vez conocido el valor de la frecuencia podremos deducir que:

70 Mediante la utilización de éste método, podremos elegir el valor de la bobina que nos interese (normalmente 50µH), por lo que el diseño de la red será más económico que el anterior. 8.3.- Limitaciones de la pendiente de intensidad (dI/dt) Una variación rápida de la intensidad puede dar lugar a una destrucción del tiristor. Inicialmente, el área de conducción estará limitada al área de la puerta, por lo que la unión entera no conduce instantáneamente. Como el cristal no es totalmente homogéneo existen zonas donde la resistividad es más baja y por tanto la concentración de intensidad es mayor (puntos calientes). En la figura se muestra el proceso de conducción en función del tiempo.

71 El descenso de la caída de tensión en el tiristor durante el paso del estado de bloqueo al de conducción, no se efectúa de forma instantánea, por lo que habrá momentos en que se presenten simultáneamente valores elevados de corriente y de tensión. Protecciones: Para evitar la formación de los puntos calientes durante el proceso de disparo del elemento se introduce una corriente por puerta mayor de la necesaria sin sobrepasar el valor máximo dado en las hojas de características.

72 Otro procedimiento posible es añadir una inductancia L para conseguir que la pendiente de la intensidad (dI/dt) no sobrepase el valor especificado en las características del estado de conmutación. Este es un cto de frenado, en el cual la inductancia controla el efecto provocado por la dI/dt. El caso más desfavorable se produce cuando se aplica una tensión continua. Si el tiristor entra en conducción, IA se regirá por la expresión:

73 Si derivamos la expresión anterior, para t = 0 obtenemos el valor máximo. Despejando obtenemos el valor de L. El valor obtenido debe ser menor al expresado en la hoja de características. Ejemplo 5: En la figura anterior se representaba un circuito de protección del SCR contra dI/dt. Con los datos siguientes, calcular el valor de la inductancia L, para limitar la corriente de ánodo a un valor de 5 A/µs. Datos: VS = 300V; RL = 5 Solución:

74 Ejemplo 6: Supongamos que el tiristor está colocado según la figura. Calcular aplicando el método de la cte de tiempo el cto de protección contra dV/dt y dI/dt. Datos: VRMS = 208V; IL = 58A; R = 5; SCR: VDSM = 500V; ITSM = 250A;dI/dt = 13.5 A/µs; dV/dt = 50V/µs

75 Para la resolución del problema adoptaremos un factor de seguridad K = 0.4. El valor máximo de tensión será: El valor de C será: Calculando la resistencia, obtenemos: Vamos a comprobar el valor anterior con el valor correspondiente a Rmin:

76 Como el valor obtenido para RS es inferior a la Rmin que se debe colocar, elegimos para nuestro cto R = 4.15. El valor mínimo de la inductancia L para dI/dt se calcula de la siguiente forma: Ejercicio Propuesto 1: Calcular, con los mismos datos del ejemplo anterior, el circuito de protección contra dV/dt y dI/dt. (Aplicar el método de la resonancia). Realizar la simulación del circuito mediante PsPice representando las formas de onda obtenidas.

77 8.4.- Limitaciones de la temperatura
En los semiconductores de potencia, se producen pérdidas durante el funcionamiento que se traducen en un calentamiento del dispositivo. Si los períodos de bloqueo y de conducción en un tiristor son repetitivos, la potencia media disipada en un tiristor será: La potencia disipada en los tiristores durante la conducción, es >> que la disipada durante el bloqueo y que la potencia disipada en la unión puerta - cátodo. Podemos decir que las pérdidas con una tensión de alimentación dada y una carga fija, aumentan con el ángulo de conducción ().

78 Si la conducción se inicia en t1 y termina en t2, la potencia media de perdidas será:
Si representamos la VAK en función de la IA, tendremos la siguiente relación:

79 V0 y R son valores aproximadamente constantes para una determinada familia de tiristores y para una determinada temperatura de la unión. En éste caso nos encontraremos dentro de la zona directa de la curva característica. Operando con las ecuaciones anteriores: Esta ecuación se encuentra representada mediante curvas para distintas formas de onda (sinusoidal, rectangular,...) y para distintos ángulos de conducción en la figura siguiente. La potencia que se disipa, depende del valor medio de la corriente y del valor eficaz  dependerá del factor de forma:

80 Una vez elegido el tiristor y teniendo en cuenta los parámetros más importantes como son la potencia total disipada y temperatura, y calculada también la potencia media que disipa el elemento en el caso más desfavorable, procederemos a calcular el disipador o radiador más apropiado para poder evacuar el calor generado por el elemento semiconductor al medio ambiente.

81 Ejemplo 7: Un SCR (BTY 91) con Rjc = 1.6ºC/W y con Rcd = 0.2ºC/W, alimenta a una carga resistiva de 10 a partir de una señal alterna de 220VRMS. Si la conducción del SCR es completa ( = 0º). Calcular el disipador para una temperatura ambiente de 40ºC utilizando la gráfica representada en la figura.

82 En primer lugar vamos a calcular el ángulo de conducción ():
El valor medio de la intensidad será: Si observamos la gráfica, vemos como en la parte izquierda aparece un cuadro con el que se relaciona el ángulo de conducción con el factor de forma.  = 180º  f = 1.6 Para un valor de ITAV = 10A  f = 1.6  corta en un valor de 16.7W. Sustituyendo en las ecuaciones los valores dados para el tiristor del circuito: Rjc = 16.7W; Rcd = 0.2W;

83 Elegimos un disipador con una resistencia térmica menor de la calculada:
Este cálculo lo podemos hacer gráficamente. En primer lugar seguiremos los mismos pasos que anteriormente para calcular la potencia media; a partir de aquí llevaremos una horizontal hacia la derecha de la figura hasta cortar con la vertical que se levanta desde los 40ºC que en los datos se expresó como valor de la temperatura ambiente. Estas dos rectas se cortan en un punto que se corresponde con una Rca = 3.35ºC/W. Despejando de la siguiente expresión podremos calcular el valor de la Rd: Si trabajamos en régimen transitorio, (p.e. impulsos), es necesario el uso de la impedancia térmica (Zth) para que el cálculo del disipador sea correcto.

84 9.- Extinción del tiristor. Tipos de con-mutación.
Entenderemos por extinción, el proceso mediante el cual, obligaremos al tiristor que estaba en conducción a pasar a corte. En el momento en que un tiristor empieza a conducir, perdemos completamente el control sobre el mismo. El tiristor debe presentar en el tiempo ciertas condiciones para pasar de nuevo a corte. Este estado implica simultáneamente dos cosas: 1.- La corriente que circula por el dispositivo debe quedar completamente bloqueada. 2.- La aplicación de una tensión positiva entre ánodo y cátodo no debe provocar un disparo indeseado del tiristor.

85 Existen diversas formas de conmutar un tiristor, sin embargo podemos agruparlos en dos grandes grupos: 9.1.- Conmutación Natural a.-) Libre b.-) Asistida 9.2.- Conmutación Forzada a.-) Por contacto mecánico b.-) Por cto resonante Serie Paralelo c.-) Por carga de condensador d.-) Por tiristor auxiliar

86 9.1.- Conmutación natural. La conmutación se produce bien de forma espontánea debido a la propia alimentación principal o bien provocada automáticamente por la siguiente fase de la alimentación. a.-) Conmutación libre Se produce cuando la intensidad por el tiristor se anula por si misma, debido al comportamiento natural de la fuente de tensión. Para poder comprender mejor este tipo de conmutación nos basaremos en el cto de la figura:

87 Las formas de onda correspondientes al cto de la figura anterior son las siguientes

88 b.-) Conmutación asistida
Se caracteriza por la aplicación sobre el tiristor de un voltaje negativo entre el ánodo y el cátodo. Este voltaje inverso aparece de una forma natural debido a la secuencia lógica de funcionamiento de la fuente primaria, por ejemplo, en el caso del rectificador trifásico. 9.2.- Conmutación forzada. Para provocar la conmutación del tiristor, será necesario anular la corriente anódica durante un tiempo suficiente para que el tiristor pueda pasar a corte. Este intervalo de tiempo tiene una gran importancia, puesto que si su duración es inferior a un valor determinado por toff (valor intrínseco al tiristor utilizado) no tendrá lugar la conmutación del dispositivo.

89 a.-) Conmutación por contacto mecánico
Produce la extinción del semiconductor por medio de un interruptor en paralelo con los terminales de ánodo y cátodo del tiristor. Si en un instante determinado cerramos el interruptor, el condensador queda conectado en paralelo con el tiristor provocando dos procesos diferentes en el circuito:

90 1.- La corriente que circula por el tiristor, será transferida temporalmente al condensador, con lo que la corriente que circula por el tiristor quedará reducida a cero. 2.- La tensión que inicialmente tenía el condensador constituirá una tensión inversa para el tiristor que irá disminuyendo conforme se descarga el mismo.

91 Generalmente, se requiere que la carga y descarga de C se produzca de forma cíclica. Por tanto, el tiempo de carga y descarga afectará a la máxima frecuencia de funcionamiento del cto. La importancia de este método dependerá en gran medida del tamaño y del voltaje de C, así como del turn - off del tiristor. C se descarga a un ritmo determinado por el valor de la intensidad de carga, por lo que la carga deberá ser capaz de mantener inversamente polarizado el tiristor, hasta transcurrido un período de tiempo "toff". Ejemplo 8: Sea el circuito de la figura. Para un tiempo de apagado del tiristor de toff = 15µs, determinar si se podrá producir la conmutación óptima del mismo para el valor de capacidad adoptado. Datos: E = 100V; R0 = 5; C = 5F

92 Si despreciamos el valor de la corriente de ánodo (IA = 0) una vez producido el cierre del interruptor, podremos dibujar el circuito anterior de la forma:

93 Para este circuito se verifica que:
Si igualamos a cero el valor de la tensión en el condensador para un tiempo tq, tendremos: Sustituyendo los valores del enunciado del problema en la ecuación anterior, tendremos: Como el valor del tiempo tq es mayor que el valor de toff, el tiristor pasará a corte sin ninguna dificultad.

94 b.-) Conmutación por cto resonante

95 Partimos de la premisa de que ambos tiristores se encuentran en corte
Partimos de la premisa de que ambos tiristores se encuentran en corte. Si se dispara T1, se producirá la descarga de C a través de C – T1 – L. Cuando la corriente se anule, C quedará cargado en sentido contrario al inicial. La extinción de la corriente circulante provocará el paso a corte de T1. La energía almacenada en C ha sido transferida temporalmente a la bobina, para luego ser devuelta de nuevo al condensador. Esta nueva carga en C se puede mantener ya que no existe ninguna otra vía de descarga (T1 se encuentra bloqueado). Si a continuación T2 se dispara, se repétirá de forma similar lo expuesto con anterioridad. Para que el cto entre en resonancia, se debe verificar:

96 Por lo que la frecuencia de resonancia será:
Para hallar los valores de intensidad circulante por el tiristor, así como la tensión en extremos de C, se deberá recurrir a la siguiente ecuación diferencial donde se han despreciado la resistencia interna del cto, así como las caídas de tensión adicionales producidas en los tiristores. También se ha supuesto que inicialmente no circula ninguna intensidad por la bobina. Si vC(t = 0) = +VC, entonces:

97 VC representa la carga inicial de C
VC representa la carga inicial de C. T1 se puede constituir como el tiristor principal, mientras que T2 puede ser el auxiliar, cuyo principal objetivo será el de apoyar la conmutación del tiristor principal. De esta forma, permitirá que C se cargue de nuevo a su tensión inicial, estando de nuevo en condiciones de provocar la conmutación de T1 en el siguiente ciclo. En los ctos de conmutación forzada hay que considerar que los condensadores que participan en la conmutación deben ser cargados antes de que se recurra a ellos para provocar el paso a corte del tiristor. Una carga insuficiente resultará en el fracaso del apagado del tiristor.

98 Ejemplo 9: En el circuito de la figura anterior, T1 entra en conducción en t = 0. Determinar: a) TON del tiristor T1. b) Tensión existente en C para t = TON. c) Corriente de pico del cto. d) Tensión en extremos de C si se supone que en el tiristor se produce una caida de tensión en conducción de 0.8V. e) Obtener con PsPice las formas de onda de la intensidad circulante por el circuito, así como la tensión en C y en L. Datos: L = 100H. C = 10F. vC (0) = 100V. IL (0) = 0A. Solución: TON = 0.1ms; vC = -100V; IMÁX = 31.62A; vC = -98.4V

99 b.1.-) Conmutación por circuito resonante serie
La característica fundamental es la de permitir que tanto la tensión como la intensidad que circula por estos dispositivos adopte una evolución oscilante a lo largo del tiempo, es decir, la corriente que circula cuando el tiristor se dispara excita al cto LC. Transcurrido el primer semiciclo, la corriente se invierte descebando de esta forma al tiristor.

100 El modo de operación del cto anterior es el siguiente: Cuando el tiristor entre en conducción, la ecuación que define el comportamiento del cto será: Derivando con respecto al tiempo y resolviendo: donde: Para el cálculo de A1 y A2 consideraremos que para t = 0; i = 0. Sustituyendo en la ecuación de la intensidad resulta que A1 = 0. Por tanto, esta ecuación queda reducida a la siguiente expresión:

101 Como ya se ha dicho, la intensidad verifica una evolución senoidal, de tal forma que a su paso por cero se producirá la conmutación del tiristor. Teniendo en cuenta ésto último se puede calcular el tiempo de conducción del tiristor, TON. El tiempo de conducción es un parámetro fijo definido por los diferentes elementos que configuran el cto. Por tanto, para controlar la tensión de salida será necesario que el convertidor opere a frecuencia variable. Análisis Matemático: Suponemos que para t = 0:

102 Las ecuaciones que definen al cto, suponiendo que la carga es resistiva pura, quedan de la siguiente manera: Siendo: Una vez que el tiristor pasa al estado de bloqueo no será posible volver a dispararlo. Este hecho se debe a que una vez que el tiristor pasa a corte, el condensador no encuentra ningún camino de descarga.

103 Vamos a realizar la simulación del cto de la figura para así poder observar lo anteriormente comentado. Formas de onda obtenidas:

104 Para poder subsanar los problemas planteados anteriormente, haremos unas pequeñas modificaciones en el cto. Estas modificaciones se pueden apreciar en la figura: Cuando el tiristor pase a corte el condensador continúa descargandose a través de la carga. Cuando la tensión en el condensador sea menor que la tensión de la fuente, aparece sobre el tiristor una tensión directa, momento en el cual se encuentra en condiciones de volver a ser disparado.

105 El tiempo de conducción del tiristor viene determinado en exclusiva por la duración de un semiperiodo del cto oscilante, no pudiendo ser variado, puesto que éste viene fijado por los parámetros intrínsecos del cto.

106 b.2.-) Conmutación por cto resonante paralelo
Este proceso minimiza las pronunciadas variaciones de intensidad observadas para el cto de conmutación resonante serie. En el análisis nos basaremos en las formas de onda de la figura siguiente, además de tener presente las siguientes considera-ciones: C se encuentra cargado inicialmente a una tensión igual a la de la batería E. La intensidad que circula inicialmente por el tiristor es nula.

107

108 Aplicamos un impulso, provocando que el tiristor entre en conducción
Aplicamos un impulso, provocando que el tiristor entre en conducción. La intensidad de carga presenta un valor de E/Ro. C (inicialmente cargado con un valor de tensión E) empieza a descargarse a través del cto LC y de T. Entre to y t1, la intensidad de C se sumará a la de la carga que será la intensidad que circula por el tiristor. A partir de t1, el valor de la intensidad de descarga de C se hace positiva: la intensidad por el tiristor será la diferencia entre la intensidad de C y la intensidad por la carga. En el instante en que la intensidad de C se iguala a la de la carga (t = t2), se produce el corte. C se encontrará cargado con una tensión inferior a -E.

109 Al estar ahora la carga conectada al cto LC, la intensidad en la misma empezará a decaer exponencialmente hasta anularse por completo. En este momento, C empezará a cargarse de nuevo hasta el valor de tensión de la batería, quedando el cto en condiciones de comenzar un nuevo ciclo. Este cto presenta el mismo inconveniente que el de conmutación resonante serie, es decir, el tiempo de conducción TON sigue siendo fijo y depende de manera exclusiva de los parámetros del cto. De nuevo, la única forma de controlar la tensión de salida es variando el instante de disparo. Otro inconveniente que podemos atribuir al cto será la considerable intensidad que circula por el tiristor. Este valor es superior al valor de intensidad que circula a través de la carga.

110 Es importante para el perfecto funciona-miento del cto que las cargas y descargas de C se lleven a efecto sin complicaciones. Cuando el tiristor pase a corte, C deberá cargarse a la tensión de la bateria antes de que se produzca el siguiente disparo. Para conseguir ésto, hay que tener en cuenta que una vez que se provoca la conmutación del tiristor, la intensidad circulante por E, C, R0, y L puede ser a) subamortiguada, b) con amortiguamiento crítico, c) sobreamortiguada. A nosotros nos interesa que ésta decaiga con la máxima celeridad posible, por lo que elegiremos el tercer caso. El condensador se cargará, en un tiempo mínimo, a una tensión E. Para que el cto sea sobreamortiguado deberá verificarse:

111 Las formas de onda vistas con anterioridad se referían al caso particular en el que el cto era criticamente amortiguado, o lo que es lo mismo: Si R0 aumenta de forma apreciada, entonces la carga del condensador C será considerablemente lenta, lo cual afectará al intervalo T-TON mínimo del convertidor, y en definitiva a la frecuencia máxima de operación del mismo. Por otro lado si R0 disminuye en demasía se puede dar el caso de que la intensidad en la carga sea, durante todo el tiempo de conducción, superior a la intensidad oscilante proveniente de la descarga de C, evitándose por tanto que ésta pueda igualar a la intensidad de carga y que la conmutación del tiristor se lleve a cabo. En el funcionamiento del cto cabe destacar dos estados claramente diferenciados.

112 a) T1 en conducción En t = t0 el tiristor pasa a conducir, con lo que, aparte de la malla de carga, se tiene otra malla conformada por C-L-T. La ecuación que define a la misma, despre-ciando la caída de tensión en el tiristor es la siguiente: La solución de la ecuación anterior es: donde

113 Para que se produzca la conmutación:
La solución de esta expresión tiene como resultado TON = t2 En la forma de onda de la intensidad por el tiristor se puede apreciar: a) I0 = intensidad media por la carga. b) El intervalo t0-t1 constituye un semiciclo resonante. c) A partir de t1, la intensidad en C se opone a la de la carga. d) en t = t2 la intensidad por el tiristor se anula pasando éste a corte.

114 b) T1 bloqueado La malla a considerar ahora está configurada por E, C, L y R0 la cual tiene como ecuación: La solución de la ecuación anterior, considerando el cto sobreamortiguado es: Si esta exponencial decrece rapidamente, R0/2L >> 1/(LC)1/2, C se cargará, en un corto intervalo de tiempo, a la tensión nominal de la fuente, con lo que estará en condiciones de comenzar un nuevo ciclo.

115 Ejercicio Propuesto 2: Realizar la simulación del cto de la figura y obtener las formas de onda corres-pondientes a la tensión en extremos del tiristor y del condensador, así como las intensidades por el tiristor, por la carga y por el condensador.

116 c.-) Conmutación por carga de conden-sador
La extinción del tiristor se consigue con el circuito de la figura: En el cto anterior podemos distinguir 2 partes: cto de potencia constituido por la fuente E, el tiristor T1 y la carga RO (resistiva pura); y el cto auxiliar de bloqueo formado por R, C y un tiristor auxiliar T2. El cto puede se comparado con un biestable asimétrico de potencia, en el que los tiristores conducen de forma alternada.

117 La ventaja de este cto: TON no está sujeto a los parámetros intrínsecos del sistema; solo dependerá del instante en el que se produzca el disparo del segundo tiristor. Inconveniente: La presencia de R, en la que se provoca una disipación de potencia y por tanto pérdidas. A) T1 en conducción y T2 al corte (0 < t < TON) Suponemos que para t = 0 no conduce ninguno de los tiristores, en este momento se dispara el tiristor T1 estableciéndose en la malla principal formada por la fuente E, el tiristor T1 y la resistencia RO , una corriente de valor: C se cargará a través de R hasta un valor de tensión (E) dado por la fuente de la entrada.

118 Para que el cto funcione correctamente, C debe alcanzar el 100% del valor de carga:
El cto equivalente será: La intensidad por R verificará: La tensión en C se puede expresar como:

119

120 B) T1 en corte y T2 en conducción (TON < t < T)
Un instante posterior a TON, se dispara T2. Como consecuencia de la carga alcanzada anteriormente por C, T1 conmuta. En este momento es la resistencia R la que estará conectada a la batería, mientras que a través de Ro se produce la nueva carga de C hasta un valor de -E. El cto equivalente para esta etapa de funcionamiento será:

121 Los valores respectivos de la intensidad en la carga, así como la tensión en el condensador son los siguientes: Para que durante este intervalo, TON < t < T, C disponga del tiempo necesario para la carga hasta vC = -E, se deberá verificar: Para conseguir una perfecta conmutación de T1, el intervalo de tiempo tq debe superar al tiempo toff , de lo contrario se provocaría un autocebado, permaneciendo en conducción.

122 Vamos a calcular el valor de tq ya que el conocimiento de este parámetro reviste de una gran importancia en la elección del tiristor apropiado. La tensión ánodo - cátodo de T1 será: Para t = tq la tensión vT1 = 0. Podemos calcular tq a partir de la expresión anterior: Como R0 = E/I0, siendo I0 la corriente media de carga, tendremos que:

123 Para que tq > toff deberá colocarse un condensador de conmutación que verifique:
En la elección de C deberá tenerse en cuenta la máxima corriente de carga. Al cumplirse el periodo del cto de conmu-tación para t = T, dispararemos de nuevo a T1, mientras que T2 conmutará debido a la tensión inversa de C, iniciándose un nuevo ciclo igual al anteriormente descrito. Ejercicio Propuesto 3: Realizar la simulación del cto de conmu-tación por carga de C mediante PsPice y comprobar el funcionamiento anterior-mente comentado.

124 Obtener las formas de onda de la inten-sidad en la puerta de cada uno de los tiristores, así como la intensidad directa y la tensión entre A – K. Obtener de igual modo la tensión en extremos de C, la intensidad por C, por R0, por R y la intensidad IE. Determinar el tiempo para el que la tensión del tiristor es negativa (tq). Estudiar el comportamiento para distintos valores de R (1, 5 y 10) d.-) Conmutación por cto L - C en paralelo y tiristor auxiliar En los métodos de conmutación resonan-te anteriores, tenemos el inconveniente, de que una vez fijados los valores de los componen-tes del cto, no podemos modificar el tiempo de conducción, TON. Con el cto representado en la figura siguiente podemos obtener las siguientes mejoras:

125 Tiempo de conducción variable.
El valor de la carga de C durante el tiempo de conducción es independiente de la intensidad en la carga. Al no incluir la resistencia auxiliar R, se eliminan las pérdidas que se producían en ella. T2 es disparado en primer lugar para así asegurar que en el tiempo precedente al instante de tiempo t = 0, C se cargue hasta un valor de tensión +E.

126 A partir de este instante (t = 0) producimos el disparo de T1
A partir de este instante (t = 0) producimos el disparo de T1. Al dispararse, circulará por la carga una corriente de valor IO = E/RO. C se descarga a través del cto resonante formado por C, T1, L y D, con una intensidad que crece sinusoidalmente desde un valor cero hasta que alcanza un valor de pico (IP) en el tiempo t1. La descarga de C se mantendrá hasta el momento en que iC haga su primer paso por cero, (t2), ya que D impedirá la circulación de corriente negativa. Como la tensión en C estará retrasada con respecto a la intensidad, cuando esta se anula, la tensión en el mismo será negativa, quedando a -E. Al mismo tiempo, desde su cebado, T1 permite la aplicación de la tensión de la fuente (E) sobre la carga, por lo que la corriente que atraviesa el tiristor en el instante t1 tendrá el valor:

127 Un instante despues a t2, la corriente por T1 = la corriente por la carga, mientras que T2 se encuentra directamente polarizado esperando la aplicación de un pulso en la puerta. Para t3 = TON, disparamos T2 con lo que C quedará conectado entre los terminales de ánodo y cátodo de T1. Al estar C cargado negativamente, la polaridad de la tensión existente entre estos dos terminales se invertirá, pasando el tiristor a bloqueo. El disparo de T2 provoca además que el valor de la tensión en la carga aumente bruscamente hasta alcanzar un valor 2E. A partir de este instante, C se descarga volviendo a cargarse de nuevo hasta alcanzar el valor de la tensión de la fuente E, según una cte de tiempo dada por RO · C, y a través de la red formada por E, C, T2 y RO. De esta forma C quedará cargado positivamente y listo para el siguiente ciclo de conducción y bloqueo.

128 Para el instante t4, T2 quedará bloqueado, puesto que la intensidad a través de él quedará reducida a un nivel inferior a la de mantenimiento, anulándose de esta forma la tensión en la carga. El tiempo tq debe superar el valor de toff, para forzar la conmutación. El cálculo de C se realizará aplicando: Ejercicio Propuesto 4: Realizar la simulación del cto de conmu-tación por cto L – C y tiristor auxiliar y comprobar el funcionamiento comentado. Obtener las formas de onda de la intensidad en la puerta de cada uno de los tiristores, así como la intensidad directa y la tensión entre A – K. Obtener la tensión en extremos de C, la intensidad por C, por R0 así como la tensión en la carga.

129 Las formas de onda correspondientes al análisis anterior son:

130 AGUILAR PEÑA, DOMENECH MARTÍNEZ, A. ; GARRIDO SÁNCHEZ, J
AGUILAR PEÑA, DOMENECH MARTÍNEZ, A.; GARRIDO SÁNCHEZ, J.: “Simulación Electrónica con PSPICE”. Ed. RA-MA. Madrid, 1995. AGUILAR PEÑA, J.D.: “Tiristores: Fundamentos y Elementos de Disparo”. Universidad de Jaén. Servicio de Publicaciones e Intercambio Científico. 1994 FISHER, M.J.: “ Power Electronics”. Ed. Pws-Kent Publishing Company. Boston, 1991.

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