Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones

Presentación del tema: "Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones"— Transcripción de la presentación:

1 Diseño de Circuitos Electrónicos para Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Sintetizadores de frecuencias. 3- Amplificadores de potencia para comunicaciones. 4- Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia. 5- Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos. 6- Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y repetidores regenerativos. 7- Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores. ATE-UO DCEC RxTx 00

2 Estructura mínima de un receptor de RF
Antena Información Amplificación y filtrado en alta frecuencia Demodulación Amplificación en banda base Cualidades de un receptor: Sensibilidad: capacidad de recibir señales débiles. Se mide como tensión en la entrada necesaria para obtener una relación determinada entre señal y ruido a la salida. Selectividad: capacidad de rechazar frecuencias indeseadas. Se mide como cociente de potencias de entrada de las señales de frecuencias indeseadas y de la deseada que generan la misma señal de salida. Fidelidad: Capacidad de reproducir las señales de banda base para una distorsión especificada. Margen dinámico: cociente entre niveles máximos y mínimos de potencia de entrada que garantizan funcionamiento correcto del receptor. ATE-UO DCEC RxTx 01

3 Amplificador de banda base
Tipos de receptores: Homodino o de detección directa o de conversión directa. Reflex. Regenerativo o receptores a reacción. Superregenerativo o receptores a superreacción. Superheterodinos Sólo interés histórico De simple conversión. De conversión múltiple. Receptor homodino (I) Hay n etapas de RF, todas sintonizadas a la frecuencia a recibir. Filtro de RF 1 Antena Información Etapa de RF 1 Demodulador Amplificador de banda base Filtro de RF n Etapa de RF n ATE-UO DCEC RxTx 02

4 Receptor homodino (II)
Presenta importantes limitaciones: Muy desaconsejado si el margen de frecuencias a recibir es ancho, ya que hacen falta varios filtros de banda agudos y variables. La selectividad obtenida varía en función de la frecuencia de recepción. Posibilidad de oscilaciones por acoplamientos parásitos entre entrada y salida, al operar todas las etapas de RF a la misma frecuencia. Sin embargo, es útil si: La banda de recepción es relativamente estrecha. El demodulador es del tipo detector coherente. ATE-UO DCEC RxTx 03

5 Receptor homodino (III)
Ejemplo: Receptor de SSB (I) vf vpUSB, wpUSB = wp+ Swm Características de diseño: Poca ganancia de RF (se evitan oscilaciones parásitas). Alta ganancia en banda base (barato). El filtro de banda base fija la selectividad del receptor vpUSB wp wp+Swm Swm vf Filtro de banda base Se sintoniza wo = wp wO ATE-UO DCEC RxTx 04

6 Receptor homodino (IV)
vpUSB1, wpUSB1 vpUSB2, wpUSB2 vf Problema: dos señales de frecuencias cercanas. No se elimina la “banda imagen” Señal no inteligible, que no se puede filtrar en la entrada de RF. wp1 vpUSB1 wp1+Swm1 wp2 wp2+Swm2 vpUSB2 Filtro de banda base Swm1 vf (wO-wp2-Swm2) wO ATE-UO DCEC RxTx 05

7 Amplificador de banda base
Receptor homodino (V) Solución: uso de un detector coherente con mezclador I/Q vpUSB1, wpUSB1 vpUSB2, wpUSB2 Antena Información Amplificador de banda base Filtro de banda base Filtro de RF Amplificador de RF Detector coherente con mezclador I/Q vo(wOt) vf1 p/2 -/+ vf2 vf2’ vpUSB1 wp1 wp1+Swm1 Swm1 vf Filtro de banda base wp2 wp2+Swm2 vpUSB2 wO ATE-UO DCEC RxTx 06

8 Es el tipo de receptor de uso general
Receptor superheterodino de simple conversión (I) Es el tipo de receptor de uso general Antena Información Filtro de RF Amplificador de RF Mezclador Filtro de IF Amplificador de IF Demodulador Amplificador de BB Variable en función de la frecuencia a recibir Idea fundamental: convertir todas las frecuencias a recibir a una constante llamada “Frecuencia Intermedia”. El mayor esfuerzo en filtrado y amplificación en alta frecuencia se hace a la frecuencia intermedia. La sintonía se lleva a cabo modificando la frecuencia del oscilador (oscilador local) y la del filtro de entrada (si el margen de frecuencias a recibir es amplio). ATE-UO DCEC RxTx 07

9 Receptor superheterodino de simple conversión (II)
Gfiltro IF [dB] -20 -40 -60 400 f [kHz] 500 fRF = kHz fIF = 455 kHz fosc = kHz Ejemplo: Receptor de radiodifusión en OM (MF, modulación en AM). fRF_min = 520 kHz y fRF_max = 1630 kHz. fIF = 455 kHz y DfIF = 10 kHz (usando filtro cerámico). Elecciones posibles de fosc: fosc = fRF + fIF (mejor en este ejemplo). fosc = fRF - fIF. Cálculo de fosc_min = 975 kHz y fosc_max = 2085 kHz. ATE-UO DCEC RxTx 08

10 Receptor superheterodino de simple conversión (III)
455 kHz 1630 kHz 520 kHz fRF f 455 kHz fosc 2085 kHz 975 kHz Señal 1MHz f Ejemplo: Sintonía de una emisora de AM en 1 MHz. 455 kHz 1MHz 1455 kHz Señal 455 kHz 455 kHz Señal 475 kHz 455 kHz En sintonía: con oscilador a 1455 kHz Fuera de sintonía: con oscilador a 1475 kHz El filtro de IF fija la selectividad ATE-UO DCEC RxTx 09

11 Receptor superheterodino de simple conversión (IV)
Ventajas del receptor superheterodino: La mayoría de los filtros de alta frecuencia trabajan a frecuencia fija (a la frecuencia intermedia fIF). La selectividad la fija el filtro de frecuencia intermedia y es, por tanto, fija. El cambio de frecuencia disminuye la posibilidad de oscilaciones por acoplamientos parásitos entre entrada y salida. Limitaciones del receptor superheterodino: Hay que cambiar simultáneamente la frecuencia del oscilador local y del filtro de RF (esto último si el margen de frecuencias a recibir es amplio). Un nuevo problema: la influencia de la frecuencia imagen. ATE-UO DCEC RxTx 10

12 Receptor superheterodino de simple conversión (V)
El problema de la frecuencia imagen en el ejemplo anterior, sintonizando una emisora de AM en 1 MHz: 1455 kHz f 1MHz 455 kHz Señal 1910 kHz 455 kHz 1910 kHz kHz = 455 kHz La señal de 1910 kHz es también amplificada por la etapa de IF 1430 kHz 2540 kHz Banda imagen 455 kHz fosc 2085 kHz 975 kHz 455 kHz 1630 kHz 520 kHz fRF f ATE-UO DCEC RxTx 11

13 Receptor superheterodino de simple conversión (VI)
Generalización con mezclador ideal: fIF = ½fant ± fosc½, siendo fant o bien fRF o bien fim. ¡¡OJO!!: El filtro de RF no suprime completamente la fim. fant fIF fosc Tres posibilidades de diseño: 1- Frecuencia intermedia diferencia, con el oscilador “por debajo”(fosc < fRF): fIF = fRF - fosc Þ fosc = fRF - fIF 2- Frecuencia intermedia diferencia, con el oscilador “por encima”(fosc > f RF): fIF = fosc - fRF Þ fosc = fRF + fIF 3- Frecuencia intermedia suma (poco habitual y sólo en MF y HF): fIF = fRF + fosc Þ fosc = fIF - fRF ATE-UO DCEC RxTx 12

14 ¿Cómo mejorar (aumentar) el IR?
Concepto de “rechazo a la frecuencia imagen”, IR, en receptores superheterodinos ½vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo)½ [dB] -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0,5·fo fo 1,5·fo 2·fo 2,5·fo fRF IR fim ¿Cómo mejorar (aumentar) el IR? ATE-UO DCEC RxTx 13

15 Métodos para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen en receptores superheterodinos
Usar estructura de mezcladores con rechazo de banda imagen (I/Q). Usar un filtro de RF más agudo. Separar más la frecuencia imagen. vo p/2 -/+ vf2’ vs Antena Filtro de IF Amplificador de IF Mezcladores con rechazo de banda imagen Problema técnico: los desfasadores de 90º sólo se pueden construir si la frecuencia cambia relativamente poco. ATE-UO DCEC RxTx 14

16 Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (I)
Mezclador I/Q Amplif. de bajo ruido PLL ATE-UO DCEC RxTx 15

17 Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (II)
ATE-UO DCEC RxTx 16

18 Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (III)
ATE-UO DCEC RxTx 17

19 Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (IV)
ATE-UO DCEC RxTx 18

20 Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (V)
Filtro de entrada Montaje para su uso Varicaps del PLL Control del PLL AGC ATE-UO DCEC RxTx 19

21 Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (VI)
Partes del PLL integradas: Salida del VCO PREOUT VCO ADJUST Salida del VCO MOD TANK TANK El divisor se puede anular o programar como divisor de doble módulo. ATE-UO DCEC RxTx 20

22 Ejemplo de receptor con rechazo de banda imagen por estructura I/Q (VII)
El divisor del PLL: ATE-UO DCEC RxTx 21

23 Uso de un filtro de RF más agudo para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (I)
½vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo)½ [dB] -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0,5fo fo 1,5fo 2fo 2,5fo fim fRF IR IR’ Fácil de conseguir si fRF cambia relativamente poco. Se pueden usar varios circuitos resonantes o “SAWs” (en UHF o VHF) En caso contrario, hay que usar condensadores variables de varias secciones o varios diodos varicap. Condensador variable de tres secciones Al amplificador de RF Oscilador local Control del oscilador local ATE-UO DCEC RxTx 22

24 Uso de un filtro de RF más agudo para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (II)
+ Vcc G D S Al mezclador Oscilador local Control del oscilador local G D S Oscilador local Control con diodos varicap ATE-UO DCEC RxTx 23

25 Aumento de la diferencia entre fRF y fim para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (I)
½vfitro_RF(f) / vfitro_RF(fo)½ [dB] -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0,5fo fo 1,5fo 2fo 2,5fo fim fRF IR IR’ ¿Cómo se puede aumentar la diferencia entre fRF y fim? Aumentando fIF. Esto ocurre con las tres posibilidades de diseño del receptor: fim’ Diseño Caso 1 (fosc = fRF - fIF): fRF - fim = 2fIF Þ crece con fIF Diseño Caso 2 (fosc = fRF + fIF): fim - fRF = 2fIF Þ crece con fIF Diseño Caso 3 (fosc = fIF - fRF): fim - fRF = 2(fIF - fRF) Þ crece con fIF ATE-UO DCEC RxTx 24

26 Aumento de la diferencia entre fRF y fim para mejorar el rechazo a la frecuencia imagen (II)
Problema: la selectividad del receptor está fijada por la del filtro de IF. Si aumenta fIF aumenta su ancho de banda (para igual Q) y, por tanto, disminuye la selectividad del receptor. Para solucionar este problema hay dos soluciones posibles: Usar filtros de más calidad (filtros cerámicos de alta calidad o filtros de cristal de cuarzo en vez de cerámicos). Usar una estructura de conversión múltiple (doble o triple). Superheterodino de doble conversión: RF 1ªIF 2ªIF Demodulador fosc1 fIF1 fRF fosc2 fIF2 < fIF1 ATE-UO DCEC RxTx 25

27 Receptor superheterodino de doble conversión
RF 1ªIF 2ªIF Demodulador fosc1 fIF1 fRF fosc2 fIF2 < fIF1 Dos frecuencias intermedias: La primera frecuencia intermedia, fIF1, se elige relativamente alta para conseguir buen rechazo a la frecuencia imagen. La segunda frecuencia intermedia, fIF2, se elige relativamente baja para obtener una buena selectividad. La solución se puede generalizar a más conversiones fosc2 fIF2 < fIF1 2ªIF RF fosc1 fIF1 1ªIF Demodulador fRF fosc3 fIF3 < fIF2 3ªIF ATE-UO DCEC RxTx 26

28 Receptor superheterodino de doble conversión y frecuencia variable de recepción (I)
Posibilidades : 1ª. Primer oscilador variable y primera IF constante: RF 1ªIF 2ªIF fosc1_min fosc1_max fIF1 fRF_min - fRF_max fosc2 fIF2 < fIF1 Sintonía Demodulador Mejor solución si el margen de variación de fRF es grande. El oscilador de más alta frecuencia es el variable (posibles problemas de estabilidad térmica. La solución es usar PLLs o DDSs. ATE-UO DCEC RxTx 27

29 Receptor superheterodino de doble conversión y frecuencia variable de recepción (II)
2ª. Primer oscilador constante y primera IF variable: Demodulador RF 1ªIF 2ªIF fosc2_min - fosc2_max fIF1-min - fIF1-max fRF_min - fRF_max fosc1 fIF2 < fIF1 Sintonía El oscilador de más alta frecuencia es de frecuencia fija (mejor desde el punto de vista de la estabilidad térmica). Solución sólo adecuada si el margen de variación de fRF es pequeño. En caso contrario, existen problemas con el ruido y con el margen dinámico, ya que toda la banda a recibir es procesada por los amplificadores de RF y 1ª IF, que deben ser de banda ancha. ATE-UO DCEC RxTx 28

30 Demoduladores de AM: el detector de pico (I)
En general, es materia abordada en la titulación de grado. Aquí recordaremos unos pocos ejemplos. Demoduladores de AM: el detector de pico (I) + - vdp R vpAM C D vdp vpAM ATE-UO DCEC RxTx 29

31 + Vcc Demoduladores de AM: el detector de pico (II) 1:n R C C1 R1 Lm
Realización práctica de un detector de pico de media onda: + Vcc G D S 1:n R C C1 R1 Amplificador de IF Lm CR Filtro pasa altos Detector de pico + - vdpsc vpAM + - + - vdp vpAM vdp vdpsc ATE-UO DCEC RxTx 30

32 Demoduladores de AM: el detector coherente (I)
Principio de operación: Mezclador vpAM(wmt, wpt) vo(wot) vmez Recuerdese: cosA·cosB = 0,5[cos(A+B) + cos(A-B)] vf - Señales de entrada: vpAM(wmt, wpt) = Vp·[1 + vm(wmt)]·cos(wpt) vo(wot) = Vo·cos(wot + f) - Salida del mezclador: vmez = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo·[cos[(wp + wo)t + f] + cos[(wo - wp)t + f]] - Salida del filtro: vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo·[cos[(wo - wp)t + f]] - Si la señal del oscilador coincide en frecuencia y fase con la portadora, es decir, wo = wp y f = 0º, entonces: vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo que es proporcional a vm(wmt) + una componente de continua, que se elimina fácilmente con un condensador de bloqueo. - ¿Cómo conseguir wo = wp y f = 0º? ATE-UO DCEC RxTx 31

33 Demoduladores de AM: el detector coherente (II)
Recuperación de la portadora: vpAM(wmt, wpt) Mezclador vo(wpt) f = 0º vf vmez V = k(DF) PLL vfca vf = k·0,5·Vp·[1 + vm(wmt)]·Vo vfca = k·0,5·Vp·Vo·vm(wmt) ATE-UO DCEC RxTx 32

34 Demoduladores de AM: el detector coherente (III)
Principales formas de onda con f = 0º: vpAM(wmt, wpt) Mezclador vpAM vo vmez vf vo(wpt) vmez(wmt, 2wpt) vf(wmt) Moduladora con nivel de continua ATE-UO DCEC RxTx 33

35 Demoduladores de AM: el detector coherente (IV)
Principales formas de onda con f = 90º: vpAM(wmt, wpt) Mezclador vpAM vo vmez vf vo(wpt) vmez(wmt, 2wpt) Como el valor medio de vmez es cero, no se obtiene la moduladora por filtrado. vf ATE-UO DCEC RxTx 34

36 Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (I)
Mezclador vf vmez Retardo tr vpFM vpFM’ Principio de funcionamiento (I): vpFM = VP·cos[wpt + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] t -¥ vpFM’ = VP·k1·cos[wp(t - tr)+ Dwp·∫ xm(wmt)·dt] t-tr -¥ vmez = VP2·k2·k1·cos[2wpt - wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] + VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] t -¥ t-tr vf = VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·∫ xm(wmt)·dt] t t-tr Como xm(wmt) no cambia apreciablemente en tr segundos, queda: vf = VP2·k2·k1·cos[wptr + Dwp·tr·xm(wmt)] Y como la red de retardo se calcula para que valga 90º a wp, queda: vf = VP2·k2·k1·cos[p/2 + Dwp·tr·xm(wmt)] = -VP2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] ATE-UO DCEC RxTx 35

37 Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (II)
Principio de funcionamiento (II): vf = -VP2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] Como se cumple que: wp·tr » p/2, ½xm(wmt)½ £ 1 y Dwp << 2wp, entonces: Dwp·tr·xm(wmt) = p·xm(wmt)·Dwp/(2wp) << 1, y, por tanto: vf = -VP2·k2·k1·sen[Dwp·tr·xm(wmt)] » -VP2·k2·k1·Dwp·tr·xm(wmt) ¡Ojo! vf depende también de Vp2 Þ Hay que usar un limitador vpFM vf tr Limitador ve vs vpFM vpFM’ vmez vf ATE-UO DCEC RxTx 36

38 Demoduladores de FM: El detector de cuadratura (III)
¿Cómo se genera el retardo? Calculamos la transferencia de la red: vdFM’/vdFM = LCss2/[1 + Ls/R + L(C + Cs)s2] Efectuamos un análisis senoidal permanente (s = jw). Sólo es válido si wm << wp: vdFM’/vdFM = -LCsw2/[1 - L(C + Cs)w2 + jLw/R. Por tanto: vmez = VP·cos(wt)·2k2·½vdFM’/vdFM½· VP·cos[wt – arg(vdFM’/vdFM)] Þ vf = k2·VP2½vdFM’/vdFM½cos[arg(vdFM’/vdFM)] Se define Q = R/(Lwp): + - vdFM R L C Cs vdFM’ 10,7 MHz 10,5 10,9 vf/k2·VP2 Cs=C/20 Q = 15 10 5 ATE-UO DCEC RxTx 37

39 Demoduladores de FM: Ejemplos de circuitos limitadores
Etapa diferencial Son necesarios en los detectores de cuadratura: Con diodos 3 etapas con margen dinámico muy pequeño ATE-UO DCEC RxTx 38

40 Demoduladores de FM: Demodulador con PLL
Principio de funcionamiento: vcont_osc vdFM V = k(DF) Salida Entrada vpFM vosc Vcont_osc Frecuencia de corte alta Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente rápido para seguir las variaciones de frecuencia Þ frecuencia de corte del PLL >> frecuencia máxima de la moduladora. wcorte PLL >> wm max ATE-UO DCEC RxTx 39

41 Demodulador de PM con PLL
Principio de funcionamiento: Frecuencia de corte alta vdPM V = k(DF) Salida Entrada vpPM vosc vDF Frecuencia de corte muy baja Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente lento para que su salida sea insensible a las variaciones de frecuencia Þ frecuencia de corte del PLL << frecuencia mínima de la moduladora. wcorte PLL << wm min ATE-UO DCEC RxTx 40

42 Demoduladores de FSK: con batería de filtros
vpFSK vf1 vf2 + vdFSK vd1 - vd2 Demoduladores de FSK: con PLL vosc V = k(DF) vpFSK vdFSK Frecuencia de corte alta ATE-UO DCEC RxTx 41

43 Demodulador de BPSK: Con bucle elevador al cuadrado
El bucle elevador al cuadrado sirve para recuperar la portadora: vs vpBPSK vo(wpt) f = 0º vf vmez PLL x2 Recuperación de la portadora vs 2 vmez ATE-UO DCEC RxTx 42

44 Demodulador de QPSK: con detector coherente I/Q (I)
(coincide con 4 QAM) vpQPSK vsI vpQPSK p/2 vsQ vmez1 vo(wpt) Recuperada de la portadora vmez2 vo(wpt) vo(wpt-p/2) vmez1 I 1 vsI vmez2 1 Q vsQ ¿Cómo se recupera la portadora? ATE-UO DCEC RxTx 43

45 Demodulador de QPSK: con detector coherente I/Q (II)
Recuperación de la portadora: vpQPSK vpQPSK Recuperación de la portadora x2 PLL 4 vsI p/2 vsQ vo(wpt) ATE-UO DCEC RxTx 44

46 Demodulador I/Q (de cuadratura) de propósito general
vsI vIF -p/4 vsQ vmez1 vmez2 +p/4 vLO Existen muchos circuitos integrados para esta función. Las entradas y salidas son diferenciales. Se usan para demodular QAM y QPSK. ATE-UO DCEC RxTx 45

47 Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (I)
ATE-UO DCEC RxTx 46

48 Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (II)
ATE-UO DCEC RxTx 47

49 Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (III)
ATE-UO DCEC RxTx 48

50 Ejemplos de demodulador I/Q de propósito general (IV)
ATE-UO DCEC RxTx 49

51 Ejemplo de receptor de conversión simple
Receptor de radiodifusión en FM (VHF, modulación en FM de banda ancha) con sintonía sintetizada con PLL: fRF_min = 87,5 MHz, fRF_max = 108 MHz, fIF = 10,7 MHz, DfIF = 250 kHz (usando filtro cerámico), fosc_min = 98,2 MHz y fosc_max = 118,7 MHz (Diseño “Caso2”). 98,2-118,7 MHz Demodulador de cuadratura de 10,7 MHz RF IF AF DEM 10,7 MHz 87, MHz, PLL  Np DF + Filtro 50 kHz  NF1  NF2 Sintonía digital mC ATE-UO DCEC RxTx 50

52 Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (I)
ATE-UO DCEC RxTx 51

53 Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (II)
ATE-UO DCEC RxTx 52

54 Ejemplo de CI para receptor de conversión simple (III)
ATE-UO DCEC RxTx 53

55 Ejemplo de receptor de doble conversión
Receptor de radioaficionado de la banda de 2 m (VHF, modulación en FM de banda estrecha): fRF_min = 144 MHz, fRF_max = 146 MHz, fIF1 = 10,7 MHz (filtro cerámico), fIF2 = 455 kHz (filtro cerámico), DfIF2 = 15 kHz, fosc1_min = 154,7 MHz y fosc1_max = 156,7 MHz (con PLL), fosc2 = 10,245 MHz (diseño “Caso 2”en la primera conversión y “Caso 1”en la segunda conversión ). PLL  Np DF + Filtro 5 kHz  NF1  NF2 154,7-156,7 MHz Demodulador de cuadratura de 455 kHz RF IF AF DEM 10,7 MHz MHz Sintonía digital mC 10,245 MHz 455 kHz ATE-UO DCEC RxTx 54

56 Ejemplo de CI para receptor de doble conversión
ATE-UO DCEC RxTx 55

57 Elección de los valores de las frecuencias intermedias de un receptor superheterodino
Criterios: Evaluar los valores necesarios de selectividad y rechazo a frecuencia imagen. Teniendo en cuenta el coste, decidir la estructura de conversión y el tipo de filtro de IF a usar. Evitar que la frecuencia intermedia coincida con una de las posibles del oscilador local. En caso contrario y como el mezclador no es ideal, la señal del oscilador entrará en el amplificador de IF y provocará su saturación. Evitar que la frecuencia intermedia coincida con uno de los posibles armónicos de las posibles frecuencias del oscilador local. Las razones son las mismas que en el caso anterior. Evitar coincidencia entre una de las posibles frecuencias de RF y la frecuencia de IF. En caso contrario y en un diseño “Caso 1”, el oscilador llegaría a frecuencia 0. En un diseño “Caso 2” y como el mezclador no es ideal, las señales de mezcla y la de entrada pueden tener problemas de fase. Además podría haber oscilaciones parásitas por coincidencia de frecuencias entre entrada y salida. Intentar usar frecuencias normalizadas por los fabricantes de filtros piezoeléctricos. ATE-UO DCEC RxTx 56

58 Subsistemas de control en receptores
El control automático de ganancia (AGC o CAG). El silenciador o “squelch”. AGC Disminuye la ganancia de las etapas en función de la amplitud de las señales. Es muy necesario cuando la modulación usada es de envolvente no constante. RF IF AF AGC AGC en un receptor de AM Línea de AGC ATE-UO DCEC RxTx 57

59 El silenciador o “squelch”
Se utiliza en receptores de transmisiones en VHF y UHF moduladas en FM. Silencia el amplificador de audio cuando no hay señal de RF para evitar el “soplido” o ruido de fondo, con objeto de evitar las molestias que causa y para ahorrar consumo de baterías. RF IF Demodulador de cuadratura AF DEM Squelch Se detecta la presencia del “soplido” por filtrado “pasa altos de audio” y detección de pico. Si existe soplido, se silencia el amplificador de baja frecuencia. Si existe señal de RF entonces no existe el soplido y, por tanto, no se silencia el amplificador de baja frecuencia. El filtro “pasa-altos de audio” no debe dejar pasar las señales de la frecuencia de la moduladora. ATE-UO DCEC RxTx 58

60 Estructura de un receptor óptico (I)
Son normalmente receptores de tipo homodino. Frecuentemente la luz se modula en ASK. A veces se incorpora Control Automático de Ganancia (AGC). Detector Amplificador de AGC Etapa preamplificadora CC/CC Decisión Recuperación del reloj Etapa amplificadora Convertidor serie-paralelo Demodulador Amplificador en banda base Tratamiento digital ATE-UO DCEC RxTx 59

61 Estructura de un receptor óptico (II)
A veces se intenta cancelar el efecto del posible nivel de continua en la salida para optimizar el margen dinámico: Etapa preamp. CC/CC Decisión Recuperación del reloj Etapa Amp. Convertidor serie-paralelo Detectorde CC Demodulador Amplificador en banda base Tratamiento digital ATE-UO DCEC RxTx 60

62 Estructura de un receptor óptico (III)
Ejemplo de circuito práctico con cancelación de nivel de continua en la salida para optimizar el margen dinámico: ATE-UO DCEC RxTx 61

63 Estructura de un receptor óptico (IV)
Cuando se usan fotodiodos de avalancha, el sistema de AGC actúa sobre la polarización inversa del fotodiodo para regular su sensibilidad: Etapa preamplificadora Detector CC/CC Decisión Recuperación del reloj Etapa amplificadora Convertidor serie-paralelo Amplificador de AGC Demodulador Amplificador en banda base Tratamiento digital ATE-UO DCEC RxTx 62

64 Estructura de un receptor óptico (V) (con demodulador de RF)
Es posible modular la luz con una portadora de RF modulada: CC/CC Amplificador de AGC fosc fIF IF Demodulador Señal en banda base Demodulador “óptico” Receptor de RF (con demodulador de RF) Preamplificador ATE-UO DCEC RxTx 63

65 Ejemplo de receptor óptico
Combinación de los circuitos integrados MAX3664 y MAX3675 de Maxim: ATE-UO DCEC RxTx 64

66 Cualidades de un transmisor
Estabilidad de frecuencia. Pureza espectral de la señal de salida. Potencia (requiere definiciones específicas en función del tipo de modulación). Rendimiento del transmisor. Fidelidad de la modulación. Margen dinámico. Estructura en función de dónde se realiza la modulación Modulación a nivel de potencia: sólo en AM y ASK. Modulación a nivel de señal: es la más versátil y frecuente. BB RF Modulador A nivel de potencia Modulador BB RF A nivel de señal ATE-UO DCEC RxTx 65

67 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de potencia (I)
Transmisor de AM a frecuencia variable con PLL: fXtal·NP·NF1/NF2 Banda base Información Antena RF Modulador PLL  NP DF+F  NF1  NF2 Sintonía digital mC fXtal Clase C/D ATE-UO DCEC RxTx 66

68 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de potencia (II)
Transmisor de ASK a frecuencia variable con PLL: fXtal·NP·NF1/NF2 Banda base Información Antena RF Modulador PLL  NP DF+F  NF1  NF2 Sintonía digital mC fXtal Clase C/D ATE-UO DCEC RxTx 67

69 Estructura de un transmisor con modulación a nivel de señal
Modulación a frecuencia de transmisión (estructura homodina). Modulador BB RF fRF Modulación a frecuencia intermedia (estructura heterodina). Modulador BB IF RF fXtal fVFO fRF = fXtal + fVFO Muy frecuentemente la modulación debe realizarse a frecuencia fija. Si la transmisión debe ser a frecuencia variable, se debe elegir la estructura heterodina. ATE-UO DCEC RxTx 68

70 Modulador de SSB por filtrado de la banda lateral indeseada
Moduladores En general, es materia abordada en la titulación de grado. Aquí recordaremos unos pocos ejemplos. Modulador de SSB por filtrado de la banda lateral indeseada Filtro a cristal Generación de USB wp vpUSB vpLSB vp vm vpDSB Filtro a cristal vpSSB ATE-UO DCEC RxTx 69

71 Modulación de SSB con mezclador I/Q
vs vmez1 vm p/2 +/- vp vmez2 Ecuaciones: vmez1 = k1·Vp·Vm·cos(wmt)·cos(wpt) = k1·0,5·Vp·Vm·[cos((wp + wm)t) + cos((wp - wm)t)] vmez2 = k1·Vp·Vm·cos(wmt - p/2)·cos(wpt - p/2) = k1·0,5·Vp·Vm·[-cos((wp + wm)t) + cos((wp - wm)t)] Con signo + en el sumador: vs = vmez1 + vmez2 = k1·Vp·Vm·cos((wp - wm)t) = vpLSB Con signo - en el sumador: vs = vmez1 - vmez2 = k1·Vp·Vm·cos((wp + wm)t) = vpUSB Dificultad: realizar el desfasador de banda base (banda ancha) con tecnología analógica. f1 f2 vm Se construyen dos cadenas de desfasadores tal que f2 - f1 = p/2 basados en amplificadores operacionales. ATE-UO DCEC RxTx 70

72 + - Modulador de fase con PLL (I) KDF F(s) 2pKV/s
vm(s) - KDF F(s) 2pKV/s Df(s) fosc(s) vc(s) vDF(s) fp(s) Conv. F/V Filtro pasa-bajos VCO Se diseña el PLL con ancho de banda suficiente para fosc siguiera perfectamente a fp en un PLL sin vm: fosc(s) = fp(s) vm(s) 2pKVKDFF(s)/s 1 + 2pKVKDFF(s)/s 2pKVF(s)/s ≈ 1 ≈ 1/KDF Por tanto: fosc(s) ≈ fp(s) + vm(s)/KDF Þ vosc ≈ Voscpsen(wpt + vm/KDF), que es una señal modulada en fase. ATE-UO DCEC RxTx 71

73 N + - Modulador de fase con PLL (II)
Se puede usar el PLL para obtener una frecuencia de salida mayor que la del oscilador a cristal: + vm(s) - KDF F(s) 2pKV/s Df(s) fosc(s) vc(s) vDF(s) fXtal(s) Conv. F/V Filtro pasa-bajos VCO N Por tanto: fosc(s) ≈ NfXtal(s) + Nvm(s)/KDF Þ vosc ≈ Voscpsen(NwXtalt + vmN/KDF) La desviación de fase varía con N. ATE-UO DCEC RxTx 72

74 Modulador de frecuencia con PLL (I)
+ vm(s) - KDF F(s) 2pKV/s Df(s) fosc(s) vc(s) vDF(s) fp(s) Conv. F/V Filtro pasa-bajos VCO Condición de diseño del PLL: su frecuencia de corte debe ser mucho menor que la mínima frecuencia de vm. fosc(s) = fp(s) vm(s) 2pKVKDFF(s)/s 1 + 2pKVKDFF(s)/s 2pKV/s ≈ 0 a w ³ wm_min ≈ 1 a w << wm_min ≈ 2pKV/s a w ³ wm_min ≈ 1/KDFF(s) a w << wm_min (señal modulada en frecuencia) vosc ≈ Voscpsen(wosct + 2pKV ∫ vmdt) t -¥ Por tanto, para wm_min < w < wm_max: ATE-UO DCEC RxTx 73

75 N + - Modulador de frecuencia con PLL (II)
Se puede usar el PLL para obtener una frecuencia de salida mayor que la del oscilador a cristal: + vm(s) - KDF F(s) 2pKV/s Df(s) fosc(s) vc(s) vDF(s) fXtal(s) Conv. F/V Filtro pasa-bajos VCO N vosc ≈ Voscpsen(NwXtalt + 2pKV ∫ vmdt) t -¥ La desviación de frecuencia no varía con N. ATE-UO DCEC RxTx 74

76 Moduladores de FSK con PLLs
V = k(DF) wXtal vpFSK N N1, N2 vm N1wXtal, N2wXtal wXtal vpFSK V = k(DF) N1 N2 vm N1wXtal N2wXtal N1wXtal, N2wXtal ATE-UO DCEC RxTx 75

77 Modulador de PSK binaria (BPSK)
Oscilador a Xtal Información digital fXtal1 Acondicionador digital Reloj vsBPSK vm vp El acondicionador digital genera una señal moduladora digital vm, sincronizada con el oscilador a cristal, que toma valores positivos +VM en el 1 lógico y negativos -VM en el 0 lógico. Por tanto, el 1 lógico corresponde a: vsBPSK = k·VM·vp (portadora sin invertir) Y el 0 lógico corresponde a: vsBPSK = -k·VM·vp (portadora invertida) vm vp vsBPSK +VM -VM ATE-UO DCEC RxTx 76

78 Modulador de PSK cuaternaria (QPSK)
1 vmez I p/2 + vp vmez Q vm Demultiplexador con retención y cambio de nivel vpQPSK Reloj I Q 1 1 El reloj del acondicionador digital (“demultiplexador con retención y cambio de nivel”) y el oscilador de portadora deben estar sincronizados. Esta modulación coincide con la 4 QAM. ATE-UO DCEC RxTx 77

79 Modulador I/Q (de cuadratura) de propósito general
veI vsm -p/4 veQ vmez1 vmez2 +p/4 vLO + CDA Sistema digital (DSP) Existen muchos circuitos integrados para esta función. Las entradas y salidas son diferenciales. Se usan para modular QAM y QPSK. ATE-UO DCEC RxTx 78

80 Ejemplo de modulador I/Q de propósito general (I)
ATE-UO DCEC RxTx 79

81 Ejemplos de modulador I/Q de propósito general (II)
Conexionado de las entradas desde un convertidor D/A: Realimentación del nivel de señal ATE-UO DCEC RxTx 80

82 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (I)
Transmisores de SSB: Antena Clase A/B RF Oscilador de frecuencia variable, PLL o DDS fV fXtal + fV Oscilador a Xtal Banda base Información fXtal Filtro a cristal Con filtro a cristal: Antena Clase A/B RF Oscilador de frecuencia variable, PLL o DDS fV fXtal + fV Inf. p/2 +/- Oscilador Banda base Con mezclador I/Q: fXtal ATE-UO DCEC RxTx 81

83 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (II)
Transmisores homodinos de FM o FSK de frecuencia constante: Frecuencia de transmisión coincidente con la del modulador: Banda base Información Antena Clase C RF fXtal Información Antena Banda base Clase C RF N1·N2·fXtal x N1 x N2 fXtal Frecuencia de transmisión múltiplo de la del modulador: Multiplicador de frecuencia La desviación de frecuencia también se multiplica por el mismo factor ATE-UO DCEC RxTx 82

84 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (III)
Realización práctica con un circuito integrado MC2833 (I): ATE-UO DCEC RxTx 83

85 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (IV)
Realización práctica con un circuito integrado MC2833 (II): Tipos de estructura posibles: ATE-UO DCEC RxTx 84

86 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (V)
Transmisor heterodino de FM, PM o FSK de frecuencia variable: Información Antena Clase C RF N·fXtal2 + fXtal1 Sintonía digital mC PLL2 Sintonía N·fXtal2 PLL1 Modulación fXtal1 fXtal2 IF Banda base Transmisor heterodino de BPSK de frecuencia variable: Antena RF N·fXtal2 + fXtal1 Sintonía digital mC PLL Sintonía N·fXtal2 fXtal2 Información digital fXtal1 Acondicionador digital Reloj IF ATE-UO DCEC RxTx 85

87 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VI)
Realización práctica con un circuito integrado MAX2900 (I): ATE-UO DCEC RxTx 86

88 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VII)
Realización práctica con un circuito integrado MAX2900 (I): Modulador de FM PLL Oscilador a cristal Filtro-regulador del PLL Modulador RFPA Red de adaptación ATE-UO DCEC RxTx 87

89 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (VIII)
+ Oscilador Información digital fXtal1 Acond. digital Reloj I Q Antena RF N·fXtal2 + fXtal1 Sintonía digital mC PLL2 Sintonía N·fXtal2 fXtal2 vsm Transmisor heterodino de QPSK de frecuencia variable: Transmisor heterodino de QAM de frecuencia variable: Usando un modulador I/Q de propósito general en el esquema anterior. ATE-UO DCEC RxTx 88

90 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (IX)
Realización práctica de un transmisor de QPSK: ATE-UO DCEC RxTx 89

91 Ejemplos de transmisores con modulación a nivel de señal (X)
ATE-UO DCEC RxTx 90

92 Subsistemas de control en transmisores
El control automático de nivel (ALC o CAN). El control automático de ganancia de banda base (p. e., audio). El medidor de ondas estacionarias (en transmisores de frecuencia variable). ALC y control automático de ganancia de audio Actúan como los AGC de los receptores, para garantizar el funcionamiento lineal de los amplificadores de potencia de RF (en el caso del ALC) y de audio. También se encargan de que no se produzcan sobremodulaciones. La elección de sus constantes de tiempo puede llegar a ser compleja. RF Antena Clase A/B audio Filtro a cristal Clase A VFO, PLL o DDS Transmisor de SSB: AGC ALC ATE-UO DCEC RxTx 91

93 Estructura de un transmisor óptico
Son normalmente transmisores de tipo homodino. Frecuentemente la luz se modula en ASK. Se controla la operación del diodo (LED o láser). Transmisor de LED: Etapa de potencia Generación del reloj Convertidor serie-paralelo Prepolarización LED Transmisor de láser: Control Etapa de potencia Generación del reloj Convertidor serie-paralelo Niveles Láser Op. Laser Fotodiodo ATE-UO DCEC RxTx 92

94 Ejemplo de transmisor óptico con diodo láser
Realización práctica con los circuitos integrados MAX3867 y MAX3890: ATE-UO DCEC RxTx 93

95 Ideas generales sobre transceptores de RF
Un transceptor es un sistema que incluye un transmisor y un emisor. Información Red de adaptación Modulador y amplificador de RF Amplificador de banda base Línea de transmisión Antena Oscilador TX Demodulador Información Amplificador y filtro de alta frecuencia Amplificador en banda base Línea de transmisión Antena Red de adaptación Oscilador RX ¿Qué partes pueden o deben ser comunes? La respuesta depende de las especificaciones de diseño del sistema. ATE-UO DCEC RxTx 94

96 Transceptor de RF compartiendo antena, la red adaptadora y fuente de alimentación
Información Modulador y amplificador de RF Amplificador de banda base Oscilador TX Red de adaptación Línea de transmisión Antena Demodulador Información Amplificador y filtrado en alta frecuencia Amplificador en banda base Oscilador RX La conmutación se puede realizar con interruptor mecánico, con relé, con diodos o con transistores. ATE-UO DCEC RxTx 95

97 Amplificador de banda base Modulador y amplificador de RF
Transceptor a frecuencia constante con transmisor homodino y receptor superheterodino Información Amplificador de banda base Alimentación Modulador y amplificador de RF TX Red de adaptación Antena RX RF IF Demodulador Información Oscilador TX foscRX = foscTX - fIF Oscilador RX ATE-UO DCEC RxTx 96

98 Se diseña fIF-RX = fIF-TX
Transceptor a frecuencia variable con transmisor heterodino y receptor superheterodino (I) Para garantizar que las frecuencias de transmisión y recepción coincidan en todo momento, se comparte el oscilador de frecuencia variable: Oscilador Xtal Información fXtal = fIF-TX RF VFO, PLL o DDS fV fIF-TX + fV IF-TX Red de adaptación Antena TX fRF = fIF-TX + fV MOD Banda base fIF-TX Información RX RF IF-RX fIF-RX fRF fIF-RX = fRF - fV Banda base DEMOD Se diseña fIF-RX = fIF-TX ATE-UO DCEC RxTx 97

99 Transceptor a frecuencia variable con transmisor heterodino y receptor superheterodino (II)
El filtro de IF en algunos caso (por ejemplo, transceptores de SSB) es un elemento muy caro, por lo que interesa compartirlo en transmisión y recepción. Si el demodulador es coherente y se comparte el filtro de IF, conviene también usar un oscilador único para el modulador y el demodulador. TX IF Filtro a cristal VFO, PLL o DDS Banda base RF RF-RX RF-TX RX ATE-UO DCEC RxTx 98

100 Ejemplo de transceptor: Transceptor de AM con PLL
fRF TX-AM Voz RF Clase A Red de adaptación Antena Audio Clase C/D Clase B PLLs Sintonía digital mC  NF2  Np DF+F  NF1 RX-AM Voz RF IF fIF fRF Audio fRF + fIF ATE-UO DCEC RxTx 99

101 Ejemplo de transceptor: con receptor homodino y transmisor homodino con demodulador y modulador I/Q
ATE-UO DCEC RxTx 100

102 Ejemplo de transceptor: con receptor homodino con demodulador I/Q y transmisor homodino (I)
ATE-UO DCEC RxTx 101

103 Ejemplo de transceptor: con receptor homodino con demodulador I/Q y transmisor homodino (II)
ATE-UO DCEC RxTx 102

104 Red de adaptación y balun
Ejemplo de transceptor: con receptor homodino con demodulador I/Q y transmisor homodino (III) Red de adaptación y balun ATE-UO DCEC RxTx 103

105 Repetidores de RF (vía radio) Repetidor bajando a banda base
Como los transceptores, son sistemas que incluye un transmisor y un emisor. Al contrario que los transceptores, la información transmitida es la misma que la recibida. Por tanto, son elementos intermedios en la cadena de comunicación. Las antenas receptora y emisora apuntan en direcciones opuestas. La frecuencia de recepción y de transmisión son distintas. Su diferencia se llama “desplazamiento”. Opciones: Bajar la señal hasta banda base. Bajar la señal hasta una frecuencia intermedia. Repetidor bajando a banda base fRF_RX Antena receptora Receptor completo fRF_TX Antena transmisora Transmisor completo Banda base ATE-UO DCEC RxTx 104

106 Repetidor bajando a frecuencia intermedia
Antena receptora fRF_RX RF LNA fIF fMX Antena transmisora RF PA fRF_TX fLO_TX IF fLO_RX Ecuaciones: En el repetidor: fdes = fRF_RX - fRF_TX En el transmisor: fLO_TX = fRF_TX - fIF En el receptor: fMX = fRF_RX - fIF En el mezclador común: fMX = fLO_RX + fLO_TX fLO_RX = fdes ATE-UO DCEC RxTx 105

107 Repetidores de RF (vía cable)
Son amplificadores. Pueden ser de banda ancha o de banda estrecha. A veces la alimentación se lleva en el mismo cable que la señal, para evitar tener que llevar un cable más: CA/CC VCA VCC Repetidor VCC Repetidor T de polarización (bias-T) VCC + señal VCC + señal ATE-UO DCEC RxTx 106

108 Repetidores de señales digitales por cable
Son comparadores rápidos. Los comparadores con histéresis resultan adecuados. Ejemplo de comparador con salida con señalización diferencial de baja tensión (Low Voltage Differential Signaling, LVDS): ATE-UO DCEC RxTx 107

109 Ejemplo de repetidor de señales digitales por cable (I)
ATE-UO DCEC RxTx 108

110 Ejemplo de repetidor de señales digitales por cable (II)
The LMH7220 is a high speed comparator with LVDS outputs. The LVDS (Low Voltage Differential Signaling) standard uses differential outputs with a voltage swing of approximately 325 mV on each output. The most widely used setup for LVDS outputs consists of a switched current source of 3.25 mA. The output pins need to be differentially terminated with an external 100Ω resistor, producing the standardized output voltage swing of 325 mV. The common mode level of both outputs is about 1.2V, and is independent of the power supply voltage. The use of complementary outputs gives a high level of suppression for common mode noise. The very fast rise and fall times of the LMH7220 enable data transmission rates up to several hundreds of Megabits per second (Mbps). ATE-UO DCEC RxTx 109

111 Ejemplo de repetidor con aislamiento galvánico para señales digitales por cable (I)
ATE-UO DCEC RxTx 110

112 Ejemplo de repetidor con aislamiento galvánico para señales digitales por cable (II)
ATE-UO DCEC RxTx 111

113 Repetidores ópticos-eléctricos-ópticos (OEO)
Repetidores regenerativos de señales de comunicaciones por fibra óptica Existen dos tipos: Los basados en transformación óptica-eléctrica-óptica. Los basados en amplificadores ópticos. Repetidores ópticos-eléctricos-ópticos (OEO) RX óptico Tratamiento eléctrico TX óptico Fibra óptica Fibra óptica Existen tres tipos, en función del tratamiento de la señal eléctrica: De amplificación de los pulsos eléctricos exclusivamente. Con conformación de los pulsos. Con conformación y recolocación temporal de los pulsos. ATE-UO DCEC RxTx 112

114 Repetidores basados en amplificadores ópticos
Los más comunes son los basados en fibras ópticas dopadas con Erbio (Erbium Doped Fibre Amplifier, EDFA) Fibra óptica dopada con Erbio Aislador y filtro Filtro y aislador Fibra óptica Fibra óptica Bomba láser Alimentación del láser La bomba láser genera una radiación más energética (820, 980 o nm) que la de comunicaciones (1550 nm). La radiación de la bomba láser genera pares electrón hueco en la fibra dopada con Erbio. Cuando llega la radiación con información se produce emisión estimulada, aumentando el número de fotones salientes y, por tanto, produciéndose amplificación óptica. ATE-UO DCEC RxTx 113