Introducción a la Electrónica de Dispositivos

Presentación del tema: "Introducción a la Electrónica de Dispositivos"— Transcripción de la presentación:

1 Introducción a la Electrónica de Dispositivos
Universidad de Oviedo Área de Tecnología Electrónica Departamento de Ingeniería Eléctrica, Electrónica, de Computadores y de Sistemas Materiales semiconductores (Sem01.ppt) La unión PN y los diodos semiconductores (Pn01.ppt) Transistores (Trans01.ppt) ATE-UO Trans 00

2 Tipos de transistores BJT FET PNP NPN Canal P Canal N JFET MESFET
ATE-UO Trans 01 BJT PNP NPN Canal P Canal N FET JFET MESFET MOSFET Canal N Canal P Canal N Acumulación Deplexión Canal P Canal N BJT:Transistores bipolares de unión. FET: Transistores de efecto de campo. JFET: Transistores de efecto de campo de unión. MESFET: Transistores de efecto de campo de metal semiconductor. MOSFET: Transistores de efecto de campo de metal-oxido-semiconductor.

3 Características comunes a todos los transistores (I)
ATE-UO Trans 02 Son dispositivos (típicamente) de 3 terminales. Dos de los tres terminales actúan como terminales de entrada (control). Dos de los tres terminales actúan como terminales de salida. Un terminal es común a entrada y salida. Salida Vs is + - Entrada Ve ie + - Cuadripolo

4 Características comunes a todos los transistores (II)
ATE-UO Trans 03 Entrada Ve ie + - Salida Vs is Cuadripolo La potencia consumida en la entrada es menor que la controlada en la salida. La tensión entre los terminales de entrada determina el comportamiento eléctrico de la salida. La salida se comporta como: Fuente de corriente controlada (zona lineal o activa). Corto circuito (saturación). Circuito abierto (corte).

5 Características comunes a todos los transistores (III)
ATE-UO Trans 04 Vs is + - = Zona Activa Vs is + - Vs=0 is Zona de Saturación Vs is + - = is=0 + - Vs Zona de Corte Vs is + - =

6 Transistores bipolares de unión (I)
ATE-UO Trans 05 Transistor PNP: zona P, zona N y zona P Transistor NPN: zona N, zona P y zona N Colector (P) Emisor (P) Base (N) PNP Colector (N) Emisor (N) Base (P) NPN El emisor debe estar mucho más dopado que la base. La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor. Muy, muy importante

7 Transistores bipolares de unión (II)
ATE-UO Trans 06 PNP (Si) n=100 ns NDB=1013 atm/cm3 Ln=0,02 mm Base p=100 ns NAE=1015 atm/cm3 Lp=0,01 mm Emisor y Colector NAC=1014 atm/cm3 P+ P N- E B C 1016 escala logarítmica Portad./cm3 104 1012 108 1m nC=106 nE =105 nB =1013 pE =1015 pB =107 pC =1014

8 iE iC Polarización en Zona Activa (I) VEB VBC VEB iB VBC B E C
ATE-UO Trans 07 Colector (P) Emisor (P) B (N) Polarizamos las uniones: Emisor-Base, directamente Base-Colector, inversamente VEB VBC E C P+ P N- B VEB VBC iE iC iB ¿Cómo son las corrientes por los terminales de un transistor? Para contestar, hay que deducir cómo son las corrientes por las uniones. Para ello, es preciso conocer las concentraciones de los portadores.

9 Polarizamos directamente
Polarización en Zona Activa (II) ATE-UO Trans 08 Portadores en el emisor y en la unión emisor-base (I) Esc. log. 104 1012 1016 Portad./cm3 108 -0,3 -0,2 -0,1 Longitud [mm] Unión emisor-base Emisor Polarizamos directamente pE pE pB(0) pB(0) Calculamos el exceso de huecos en el comienzo de la base pB(0): nE nE pB(0)s.p. Partimos de pE = pB(0)s.p.·eVO/VT y de pE = pB(0)·e(VO-VEB)/VT Llegamos a: pB(0) = pB(0)-pB(0)s.p.= (eVEB/VT-1)·pB(0)s.p. Y como pB(0)s.p.= ni2/NDB, queda: pB(0)=(eVEB/VT-1)·ni2/NDB

10 Polarización en Zona Activa (III)
ATE-UO Trans 09 Portadores en el emisor y en la unión emisor-base (II) 104 1012 1016 Portad./cm3 108 Esc. log. -0,3 -0,2 -0,1 Longitud [mm] nE pE Unión emisor-base Emisor nE(0) nE(0) nE(0)s.p. Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los electrones del final del emisor, nE(0), obtenemos: nE(0)=(eVEB/VT-1)·ni2/NAE

11 Polarizamos inversamente
Polarización en Zona Activa (IV) ATE-UO Trans 10 Portadores en el colector y en la unión base-colector (I) 0,3 mm WB Portad./cm3 104 1012 1016 108 100 Esc. log. Unión base-colector Colector Polarizamos inversamente pC nC pB(WB )s.p. -pB(WB) pB(WB) Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los huecos del final de la base, pB(WB), obtenemos: pB(WB) = (eVCB/VT-1)·ni2/NDB C (P) E (P) VEB B (N) VCB VBC En zona activa, VCB< 0

12 Polarización en Zona Activa (V)
ATE-UO Trans 11 Portadores en el colector y en la unión base-colector (II) Colector 0,3 mm WB Portad./cm3 104 1012 1016 108 100 Esc. log. pC nC Unión base-colector -nC(WB) nC(WB )s.p. nC(WB) Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de los electrones al comienzo del colector, obtenemos: nC(WB) = (eVCB/VT-1)·ni2/NAC VBC C (P) E (P) VEB B (N) VCB

13 Polarizamos en zona activa Escala lineal (no exacta)
Polarización en Zona Activa (VI) ATE-UO Trans 12 Portadores minoritarios a lo largo del transistor (I) VEB VBC Polarizamos en zona activa P+ P N- E B C WB + - 0- 0+ WB- WB+ x Escala lineal (no exacta) -pB(WB-) pB(0+) -nC(WB+) pBs.p.= ni2/NDB nEs.p.= ni2/NAE nCs.p.= ni2/NAC nE(0-) ¿Cómo es la concentración de los huecos en la base?

14 Polarización en Zona Activa (VII)
ATE-UO Trans 13 Portadores minoritarios a lo largo del transistor (II) La solución de la ecuación de continuidad es (ATE-UO PN136) : pB(x) = pB(WB-) + (pB(0+) - pB(WB-))· senh((WB-x)/LP) senh(WB/LP) VEB VBC N- B WB + - Como WB<<Lp (base corta) se cumple que senh (a) » a y, por tanto: pB(x)=pB(WB-)+(pB(0+)-pB(WB-))·(WB-x)/WB= =pB(WB-)+(DpB(0+)-DpB(WB-))·(WB-x)/WB 0+ WB- x pB(0+) -pB(WB-) pB(0+) El gradiente de la concentración de huecos en la base es: d(pB(x))/dx = -(DpB(0+)-DpB(WB-))/WB pBs.p. pB(WB-)

15 Escala lineal (no exacta)
Polarización en Zona Activa (VIII) ATE-UO Trans 14 Portadores minoritarios a lo largo del transistor (III) P+ P N- E B C WB + - VEB VBC nEs.p.= ni2/NAE nCs.p.= ni2/NAC pB(0+) nE(0-) -pB(WB-) -nC(WB+) 0- 0+ WB- WB+ x Escala lineal (no exacta) Ahora se pueden calcular los gradientes en los bordes de las dos zonas de transición

16 Polarización en Zona Activa (IX)
ATE-UO Trans 15 Cálculo de los gradientes de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición -nC(WB+) nEs.p.= ni2/NAE nCs.p.= ni2/NAC pB(0+)-pB(WB-) nE(0-) WB 0- 0+ WB- WB+ x Emisor “largo”: (dnE/dx)0- = nE(0-)/LNE Colector “largo”: (dnC/dx)WB+ = -nC(WB+)/LNC Base “corta”: (dpB/dx)0+ = -(pB(0+)-pB(WB-))/WB

17 Polarización en Zona Activa (X)
ATE-UO Trans 16 Resumen de los excesos de concentración de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición nE(0-)=(eVEB/VT-1)·ni2/NAE pB(0+)=(eVEB/VT-1)·ni2/NDB pB(WB-) = (eVCB/VT-1)·ni2/NDB nC(WB+) = (eVCB/VT-1)·ni2/NAC Resumen de los valores de los gradientes de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición (dnE/dx)0- = nE(0-)/LNE = (eVEB/VT-1)·ni2/(NAE·LNE) (dpB/dx)0+ = -(pB(0+)-pB(WB-))/WB = = -((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT-1))·ni2/(NDB·WB) (dnC/dx)WB+ = -nC(WB+)/LNC = -(eVCB/VT-1)·ni2/(NAC·LNC)

18 Cálculo de las corrientes por las uniones
Polarización en Zona Activa (XI) ATE-UO Trans 17 Cálculo de las corrientes por las uniones P+ P N- E B C WB + - VEB VBC juEB juBC juEB = q·DNE·nE(0-)/LNE + q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB = = q·DNE·(eVEB/VT-1)·ni2/(NAE·LNE) + q·DPB·((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT-1))·ni2/(NDB·WB) = =(eVEB/VT-1)·q·ni2·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(eVCB/VT-1)·q·ni2·DPB/(NDB·WB) juBC = q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB - q·DNC·nC(WB+)/LNC = = q·DPB·((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT-1))·ni2/(NDB·WB) - q·DNC·(eVCB/VT-1)·ni2/(NAC·LNC) = =(eVEB/VT-1)·q·ni2·DPB/(NDB·WB)-(eVCB/VT-1)·q·ni2·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))

19 Cálculo de las corrientes por los terminales
Polarización en Zona Activa (XI) ATE-UO Trans 18 Cálculo de las corrientes por los terminales IE IB IC P+ P N- E B C WB + - VEB VBC VCB Sección A juEB juBC IE = A·juEB IC = -A·juBC IB = -IC -IE = A·(juBC- juEB) IE =q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(eVCB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)) IC=-q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)-(eVCB/VT-1)·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))) IB = -q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·DNE/(NAE·LNE)+(eVCB/VT-1)·DNC/(NAC·LNC))

20 Cálculo de las corrientes en zona activa (I)
Polarización en Zona Activa (XII) ATE-UO Trans 19 Cálculo de las corrientes en zona activa (I) ¡Muy importante! Las ecuaciones anteriores valen para cualquier zona de trabajo del transistor IE IB IC VBC C (P) E (P) VEB B (N) VCB Particularizamos para la zona activa: VEB>>VT, VCB<<-VT (ya que VCB<0, çVCBç>>VT) Por tanto: eVEB/VT-1 » eVEB/VT y eVCB/VT-1 » -1 IE » eVEB/VT·q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)) IC » - eVEB/VT·q·ni2·A·DPB/(NDB·WB) IB » - eVEB/VT·q·ni2·A·DNE/(NAE·LNE)

21 Cálculo de las corrientes en zona activa (II)
Polarización en Zona Activa (XIII) ATE-UO Trans 20 Cálculo de las corrientes en zona activa (II) IE IB IC VBC C (P) E (P) VEB B (N) VCB IC/IE » -DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) DPB = 10 cm2/s NDB = 1013 atom./cm3 WB = 1 mm DNE = 40 cm2/s NAE = 1015 atom./cm3 LNE = 20 mm Ejemplo: DPB/(NDB·WB)= 10-8 DNE/(NAE·LNE)= 2·10-11 IC/IE = -0,998 IB/IE = (-IE - IC)/IE= - 0,002 Vamos a interpretar estos resultados

22 Cálculo de las corrientes en zona activa (III)
Polarización en Zona Activa (XIV) ATE-UO Trans 21 Cálculo de las corrientes en zona activa (III) 0,998·IE 0,002·IE E C P+ P N- B + - VEB VBC VCB - + VEB IE La corriente de emisor IE se relaciona con la tensión emisor-base VEB como en cualquier unión PN polarizada directamente: IE » ISE·eVEB/VT. La corriente que sale por el colector es casi igual a la que entra por el emisor. La corriente que sale por el colector no depende de la tensión colector-base VCB. Por tanto, el colector se comporta como una fuente (sumidero) de corriente. Muy importante

23 Polarización en Zona Activa (XV)
ATE-UO Trans 22 Interpretación con las escalas reales VEB=0,3 VBC P+ P N- E B C Escala lineal Portad./cm3 5·1011 1012 pB nC nE 1m VEBO=0,48V La posición vertical de este punto varía mucho con VEB. Gradiente constante Para cualquier VBC>0 (es decir, VCB <0), la posición vertical de este punto no varía casi. Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de minoritarios del emisor (electrones)

24 Polarización en Zona Activa (XVI)
ATE-UO Trans 23 Corrientes por el transistor Portad./cm3 Escala lineal 5·1011 1012 Gradiente muy pequeño en el emisor Þ no hay casi corriente de electrones. pB Gradiente muy grande en la base Þ hay mucha corriente de huecos. nE nC Calculamos la corriente total de emisor. Corriente mA 3 1,5 Contacto de base Calculamos la corriente de huecos en el emisor. IE -IC Calculamos la corriente de electrones en la base. IpE IpB -IpC Gradiente casi nulo en el colector Þ no hay casi corriente de electrones. InE InB -InC

25 Polarización en Zona Activa (XVII)
ATE-UO Trans 24 Corrientes por el transistor nC Concentración Escala lineal Corriente Contacto de base nE C E B VBC IE -IC -IC3 IE3 pB3 < VEB3 -IC2 IE2 pB2 < VEB2 -IC1 IE1 pB1 VEB1

26 Polarización en Zona Activa (XVIII)
ATE-UO Trans 25 Definición del parámetro “a” directo (I) Expresión completa de las corrientes: IE =q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(eVCB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)) IC=-q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)-(eVCB/VT-1)·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))) Salida en cortocircuito (VCB =0): IE = q·ni2·A·(eVEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)) IC = -q·ni2·A·(eVEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB) Definimos a: a = -IC/IE VCB=0 Muy importante IE -IC C E B VEB a = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)

27 Polarización en Zona Activa (XIX)
ATE-UO Trans 26 Definición del parámetro “a” directo (II) Ya habíamos obtenido antes (para VCB<0, ATE-UO Trans 20): IC/IE » -DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) = -a IE C E B VBC -IC VEB Luego: -IC » a·IE Típicamente: a = 0,99-0,999 Muy, muy importante

28 Polarización en Zona Activa (XX)
ATE-UO Trans 27 Definición del parámetro “b” C E B VBC IE -IC -IB VEB Partimos de : -IC » a·IE y IE = -IB -IC Eliminando IE queda: IC » IB·a/(1-a) Definimos b: b = a/(1-a) Luego: IC » b·IB Valor de b en función de la física del transistor: b = DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB) Muy, muy importante Típicamente: b =

29 max  típica min IC Polarización en Zona Activa (XXI) Ejemplo:
ATE-UO Trans 28 Variación del parámetro “b” Aunquees muy poco variable,  (definida como  = /(1-)) es bastante sensible a las pequeñas variaciones de . Ejemplo: a = 0, b = 0,99/(1-0,99) = 99 a = 0,999 b = 0,999/(1-0,999) = 999 max IC  típica min Los fabricantes usan el término hFE en vez de b.

30 Configuración “emisor común”
Polarización en Zona Activa (XXII) ATE-UO Trans 29 Configuraciones “base común” y “emisor común” VEC -IC C E B IE -IB VEB Configuración “emisor común” C E B VBC IE -IC -IB VEB Configuración “base común” (> VEB) P N + - VEC-VEB>0 Para controlar IC, la fuente de tensión de entrada VEB tiene que aportar la corriente IE » -IC/a » » -IC. Para controlar IC, la fuente de tensión de entrada VEB tiene que aportar la corriente IB » IC/b << IC.

31 IE IC Transistor “mal hecho” (con base ancha) (I) VEB=0.3 VBC E IB B
ATE-UO Trans 30 VEB=0.3 VBC P+ P N- E B C IE IC IB WB>>LP Portad./cm3 5·1011 1012 pB nC nE Gradiente grande Þ fuerte corriente de huecos. Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de electrones. Gradiente muy pequeño Þ no hay casi corriente de huecos.

32 Transistor “mal hecho” (con base ancha) (II)
ATE-UO Trans 31 Densidad de corriente [mA/cm2] Portad./cm3 5·1011 1012 IpB pB InE nE nC 3 1.5 IE IpE InB -InC -IpC -IC

33 IE -IC Transistor “mal hecho” (con base ancha) (III) » -IB  » 0 
ATE-UO Trans 32 IE VEB=0.3 VBC P+ P N- E B C -IC -IB WB>>LP » -IB  » 0  Circuito equivalente con Base ancha. IE » -IB -IB VEB VBC C E B -IC » 0 IpE IpB -IpC InE InB -InC IE -IC 3 1.5 Densidad de corriente [mA/cm2]

34 Polarización en Zona de Corte (I)
ATE-UO Trans 33 Cálculo de las corrientes en zona de corte Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de corte ( ver ATE-UO Trans 18): VEB<<-VT y VCB<<-VT. Por tanto: eVEB/VT-1 » -1 y eVCB/VT-1 » -1 IE IB IC VBC C (P) E (P) VBE B (N) VCB VEB Se obtiene: Muy importante IE » -q·ni2·A·DNE/(NAE·LNE) Las tres corrientes son muy pequeñas IC » -q·ni2·A·DNC/(NAC·LNC) IB » q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DNC/(NAC·LNC))

35 Comparación entre las corrientes en zona activa y en zona de corte
Polarización en Zona de Corte (II) ATE-UO Trans 34 Comparación entre las corrientes en zona activa y en zona de corte Zona de Corte IE » -q·ni2·A·DNE/(NAE·LNE) IC » -q·ni2·A·DNC/(NAC·LNC) IB » q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DNC/(NAC·LNC)) Como VT »26mV, eVEB/VT es muy grande en condiciones normales de uso. Por ejemplo, si VEB = 400mV, entonces eVEB/VT = 4,8·106 Zona Activa IE » eVEB/VT·q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)) IC » - eVEB/VT·q·ni2·A·DPB/(NDB·WB) IB » - eVEB/VT·q·ni2·A·DNE/(NAE·LNE)

36 Polarización en Zona de Corte (III)
ATE-UO Trans 35 Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y corte Concentración Escala lineal Corriente nC C E B VBC IE -IC VEB -IC (activa) IE (activa) pB (activa) nE (activa) -IC (corte) IE (corte) pB (corte) nE (corte) VBE

37 Resumen Zona Activa Zona de Corte -IC » a·IE y -IB » (1-a)·IE
ATE-UO Trans 36 Zona Activa Zona de Corte -IC » a·IE y -IB » (1-a)·IE -IC » -b·IB y IE » -(1+b)·IB IC » 0, IE » 0 y IB » 0 C E B VBC IE -IC -IB VBE Base común VEC Emisor común C E B VBC IE -IC -IB VEB Base común VEC(> VEB) Emisor común

38 Otras condiciones cercanas a las de corte (I)
ATE-UO Trans 37 Cortocircuito entre emisor y base Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de corte ( ver ATE-UO Trans 18): VEB=0 y VCB<<-VT. Por tanto: eVEB/VT-1 = 0 y eVCB/VT-1 » -1 C E B VBC IE -IC -IB Base común y emisor común IE (VEB=0) =q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)) IC (VEB=0) =-q·ni2·A·(DPB/(NDB·WB) + DNC/(NAC·LNC)) IB (VEB=0) = q·ni2·A·DNC/(NAC·LNC) Corrientes muy pequeñas, aunque algo mayores que las que teníamos estrictamente en corte. En general, son despreciables.

39 Otras condiciones cercanas a las de corte (II)
ATE-UO Trans 38 Emisor en circuito abierto C E B VBC -IC0 La corriente de colector que circula es muy pequeña. Es denominada “corriente inversa de saturación de la unión base-colector con el emisor en circuito abierto”, IC0. Base en circuito abierto VEC C E B IEC0 La corriente de colector que circula es pequeña, pero bastante mayor que la de casos anteriores. Es denominada “corriente inversa de saturación emisor-colector con la base en circuito abierto”, IEC0. Es aconsejable no dejar la base “al aire”, siendo mejor cortocircuitarla al emisor o conectarla a dicho terminal a través de una resistencia.

40 Cálculo de las corrientes en zona de saturación
Polarización en Zona de Saturación (I) ATE-UO Trans 39 Cálculo de las corrientes en zona de saturación Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de saturación ( ver ATE-UO Trans 18): VEB>>VT y VCB>>VT. Por tanto: eVEB/VT-1 » eVEB/VT y eVCB/VT-1 » eVCB/VT IE IB IC VCB C (P) E (P) VEB B (N) Se obtiene: IE = q·ni2·A·(eVEB/VT·(DNE/(NAE·LNE) + DPB/(NDB·WB)) - eVCB/VT·DPB/(NDB·WB)) IC=-q·ni2·A·(eVEB/VT·DPB/(NDB·WB) - eVCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))) IB = -q·ni2·A·(eVEB/VT·DNE/(NAE·LNE) + eVCB/VT·DNC/(NAC·LNC)) Corrientes de emisor y de colector muy dependientes de las tensiones emisor base y colector base.

41 Polarización en Zona de Saturación (II)
ATE-UO Trans 40 Caso habitual: una impedancia en el circuito de colector y configuración en emisor común (I) -IB -IC + - VCB P N VEB Emisor común R V1 Partimos de un valor “moderado” de -IB, de forma que VCB = -V1 - IC·R + VEB < 0. Entonces estamos en zona activa. Hacemos crecer -IB, de forma que crece -IC. Llega un momento que VCB >0 e incluso VCB>>VT. Si llamamos DB y DC: DB = q·ni2·A·DPB/(NDB·WB) DC = q·ni2·A·DNC/(NAC·LNC) V1 >VEB La corriente de colector será: -IC = eVEB/VT·DB - e (-V1 - IC·R + VEB)/VT·(DB+DC)

42 Polarización en Zona de Saturación (III)
ATE-UO Trans 41 Caso habitual: Una impedancia en el circuito de colector y configuración en emisor común (II) Por tanto: (-IC) = eVEB/VT·(DB - e (-V1 +(- IC)·R)/VT·(DB+DC)) -IB -IC + - VCB P N VEB Emisor común R V1 V1 >VEB Si VEB/VT >>1, eVEB/VT ® ¥. Entonces: (-IC)·R = V1 + VT·ln(DB/(DB+DC)) y, como DB>>DC: (-IC)·R » V1 Muy, muy importante El transistor se comporta como un cortocircuito

43 Polarización en Zona de Saturación (IV)
ATE-UO Trans 41 Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y saturación Concentración Escala lineal Corriente nC nE pB (sat.) -IC (satur.) IE (satur.) V1/R pB (lim.) -IC (límite) IE (límite) Misma pendiente, ya que la corriente de colector es más o menos constante. -IC (activa) IE (activa) pB (activa)

44 Resumen R R R Zona Activa - + VCB Zona de Corte - + VCB - + VCB
ATE-UO Trans 43 Zona Activa IE -IB -IC - + VCB P N VEB R V1 Zona de Corte IE -IB -IC - + VCB P N VBE R V1 IE -IB -IC - + VCB P N VEB R V1 Zona de Saturación -IC » a·IE y -IB » (1-a)·IE -IC » -b·IB y IE » -(1+b)·IB VCB < 0 IC » 0, IE » 0 y IB » 0 VCB > 0 (VCE » 0) -IC » V1/R Muy, muy importante

45 Polarización en Zona Transistor Inverso (I)
ATE-UO Trans 44 Estamos usando el emisor como si fuera un colector y el colector como si fuera un emisor IE IB IC P+ P N- E B C + - VBE VCB VEB Particularizamos las ecuaciones del transistor para la zona de transistor inverso ( ver ATE-UO Trans 18): VEB<<-VT y VCB>>VT. Por tanto: eVEB/VT-1 » -1 y eVCB/VT-1 » eVCB/VT

46 Polarización en Zona Transistor Inverso (II)
ATE-UO Trans 45 Queda: IE » -q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DPB/(NDB·WB) + eVCB/VT·DPB/(NDB·WB)) IC » q·ni2·A·(DPB/(NDB·WB) + eVCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))) IB » q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE) - eVCB/VT·DNC/(NAC·LNC)) Finalmente, despreciando los términos no afectados por eVCB/VT, obtenemos: IE » -q·ni2·A·eVCB/VT·DPB/(NDB·WB) IC » q·ni2·A·eVCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)) IB » -q·ni2·A·eVCB/VT·DNC/(NAC·LNC) Estas ecuaciones son como las de zona activa si hacemos los siguientes cambios: VEB ® VCB, VCB ® VEB, IE ® IC, IC ® IE, DNC/(NAC·LNC) ® DNE/(NAE·LNE) y DNE/(NAE·LNE) ® DNC/(NAC·LNC).

47 Polarización en Zona Transistor Inverso (III)
ATE-UO Trans 46 Conclusión: Existe cierta reversibilidad en el comportamiento del emisor y del colector. La gran diferencia es que las características físicas del emisor, DNE/(NAE·LNE), y del colector, DNC/(NAC·LNC), son distintas. Definición del parámetro “a” inverso, “aR” aR = -IE/IC VEB=0 C E B VCB -IE IC -IB aR = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) Para distinguir ambos parámetros “a” vamos a llamar “aF” al directo, definido en ATE-UO Trans 25.

48 Comparación de “aF” y “aR”
ATE-UO Trans 47 IE -IC C E B VEB C E B VCB -IE IC -IB aF = -IC/IE VCB=0 aR = -IE/IC VEB=0 aF = DPB/(NDB·WB) DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB) aR = DPB/(NDB·WB) DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB) DPB = 10 cm2/s NDB = 1013 atom./cm3 WB = 1 mm DNE = 40 cm2/s NAE = 1015 atom./cm3 LNE = 20 mm Ejemplo: DNC = 40 cm2/s NAC = 1014 atom./cm3 LNC = 20 mm DPB/(NDB·WB)= 10-8 DNE/(NAE·LNE)= 2·10-11 DNC/(NAC·LNC)= 2·10-10 aF = 0,998 aR = 0,98

49 Definición de “bF” y “bR”
ATE-UO Trans 48 Definimos bF: bF = aF/(1-aF) Definimos bR: bR = aR/(1-aR) Valor de bF en función de la física del transistor: bF=DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB) Valor de bR en función de la física del transistor: bR=DPB·NAC·LNC /(DNC·NDB·WB) DPB = 10 cm2/s NDB = 1013 atom./cm3 WB = 1 mm DNE = 40 cm2/s NAE = 1015 atom./cm3 LNE = 20 mm Ejemplo anterior: DNC = 40 cm2/s NAC = 1014 atom./cm3 LNC = 20 mm bF = 500 bR = 50 En la realidad, estos valores suelen ser menores por la influencia de otros fenómenos no contemplados.

50 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (I)
ATE-UO Trans 49 IE IB IC C (P) E (P) B (N) VCB VEB Principal idea: buscar un circuito equivalente a un transistor que sea válido en cualquier región de trabajo. Volvemos a escribir las ecuaciones del transistor: IE = q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))·(eVEB/VT-1) - - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVCB/VT-1) ISE·(eVEB/VT-1) = IF IC = -q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVEB/VT-1) + + q·ni2·A·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))·(eVCB/VT-1) ISC·(eVCB/VT-1) = IR

51 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (II)
ATE-UO Trans 50 Por tanto: IE = IF - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVCB/VT-1) siendo: IF = q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))·(eVEB/VT-1) y también: IC = IR -q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVEB/VT-1) IR = q·ni2·A·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))·(eVCB/VT-1) IR·aR IF·aF Por tanto, en resumen: IE = IF - IR·aR IC = IR - IF·aF IF = ISE·(eVEB/VT-1) IR = ISC·(eVCB/VT-1)

52 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (III)
ATE-UO Trans 51 Resumen: IE = IF - IR·aR IC = IR - IF·aF IF = ISE·(eVEB/VT-1) IR = ISC·(eVCB/VT-1) VEB VCB IE IC IB IE IB IC C (P) E (P) B (N) VCB VEB B C E IF IR aR·IR aF·IF Muy, muy importante

53 Modelo de Ebers-Moll de un transistor (IV)
ATE-UO Trans 52 IE = IF - IR·aR IC = IR - IF·aF IF = ISE·(eVEB/VT-1) IR = ISC·(eVCB/VT-1) B C E IE IC IB VEB VCB IF IR aR·IR aF·IF De las ecuaciones anteriores se deduce: q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVCB/VT-1) = ISC·aR·(eVCB/VT-1) q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVEB/VT-1) = ISE·aF ·(eVEB/VT-1) Por tanto: ISC·aR = ISE·aF = IS Consecuencia: Sólo hacen falta tres parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: IS, aF y aR.

54 Cálculo de IC0 IE=0 IC=IC0 E C IR IF aR·IR aF·IF IB B VBC VEB VCB + -
ATE-UO Trans 53 IE=0 IC=IC0 C B E IB VEB VCB IF IR aR·IR aF·IF VBC Partiendo de: 0 = IF - IR·aR IC0 = IR - IF·aF IF = ISE·(eVEB/VT-1) IR = ISC·(eVCB/VT-1) Se obtiene: IC0 = ISC·(eVCB/VT-1)·(1-aR·aF) y como VCB<<-VT, IC0 = -ISC·(1-aR·aF) = -IS·(1-aR·aF)/aR

55 Particularizando el modelo para polarización en Zona Activa
ATE-UO Trans 54 -IC IE IB VBC C (P) E (P) VEB B (N) VCB -IC0 Partiendo de: IE = IF - IR·aR IC = IR - IF·aF IF = ISE·(eVEB/VT-1) IR = ISC·(eVCB/VT-1) Se obtiene -IC = -IR·(1-aR·aF) + IE·aF y como VCB<<-VT, queda: -IC = ISC·(1-aR·aF) + IE·aF = -IC0 + IE·aF Muy importante y como IB + Ic + IE = 0, se obtiene: IC = IC0·(1+bF) + IB·bF Éstas son mejores aproximaciones que -IC » aF·IE y IC » bF·IB

56 Comparación entre IC0, IC (corte), IC (VEB=0) y IEC0
ATE-UO Trans 55 C E B VBC -IC0 -IC (corte) C E B VBC VBE C E B VBC -IC (VEB=0) C E B VEC IEC0 Partiendo del modelo de Ebers-Moll, se obtiene: IC (corte) = -ISC·(1-aR) = -IS·(1-aR)/aR = IC0·(1-aR)/(1-aR·aF) IC (VEB=0) = -ISC = -IS/aR = IC0/(1-aR·aF) IEC0 = ISC·(1-aR·aF)/(1-aF) = IS·(1-aR·aF)/((1-aF)·aR) =- IC0/(1-aF) En resumen: IC (corte) » IC0 IC (VEB=0) » IC0·(1+bR) IEC0 = -IC0·(1+bF) ôIC (corte)ô< ôIC0ô< ô IC (VEB=0)ô< ôIEC0ô

57 < VBC2 VBC1 Efecto “Early” nE nC pB (VBC1) W’B WB Portad./cm3
ATE-UO Trans 56 Escala lineal Portad./cm3 5·1011 1012 nC nE W’B pB (VBC2) < VBC2 pB (VBC1) WB VBC1 C E B VBC VEB Al aumentar la tensión Base-Colector VBC, el ancho de la zona de transición también aumenta, por lo que el ancho efectivo de la Base WB disminuye. Al disminuir el ancho efectivo de la base aumenta la corriente de emisor (ya que aumenta el gradiente de minoritarios de la base), y también disminuye la corriente de base (ya que disminuyen las recombinaciones, ahora despreciadas, de minoritarios en ella).

58 Curvas características en base común (I)
ATE-UO Trans 57 Referencias normalizadas IE IB IC C E B VCB VEB VCB=-5V IE [mA] VEB [V] Curvas de entrada 0,6 20 VCB= -10V VCB=0 Para una determinada tensión VEB, la corriente de emisor crece con la tensión inversa aplicada entre colector y base (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo. Cuando VEB=0 y VCB<<-VT, la corriente de emisor es ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37). Es un detalle no muy importante.

59 Curvas características en base común (II)
ATE-UO Trans 58 Referencias normalizadas IE IB IC C E B VCB VEB VCB [V] Curvas de salida IC [mA] -40 -20 -4 -2 -6 IE=50mA IE=40mA IE=30mA IE=20mA IE=10mA IE=0mA IC0 En polarización en zona activa, se comporta como una fuente de corriente. Muy importante

60 Curvas características en base común (III)
ATE-UO Trans 59 Zonas de trabajo Referencias normalizadas IE IB IC C E B VCB VEB VCB [V] Curvas de salida IC [mA] -40 -20 -4 -2 -6 IE=40mA IE=20mA IE=0mA IC0 IE=10mA IE=30mA IE=50mA Saturación Zona Activa Corte Muy importante

61 Curvas características en emisor común (I)
ATE-UO Trans 60 Curvas de entrada IB[A] VBE[V] -0,6 -100 VCE=-5V Referencias normalizadas VBE + - IC IB C E B VCE VCE=0 VCE=-10V Para una determinada tensión VBE, la corriente de base decrece con la tensión inversa aplicada entre colector y emisor (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo. Cuando VBE=0 y VCB<<-VT, la corriente de base es ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37). Es un detalle no muy importante.

62 Curvas características en emisor común (II)
ATE-UO Trans 61 IC [mA] VCE [V] -40 -20 -4 -2 -6 Curvas de salida Referencias normalizadas VBE + - IC IB C E B VCE IB=-400A IB=-300A IB=-200A IB=-100A -IEC0 =IC0·(1+bF) IB=0A En zona activa, se comporta como una fuente de corriente, como ocurría en base común, pero con un comportamiento algo menos ideal. Muy importante

63 Curvas características en emisor común (III)
ATE-UO Trans 62 Zonas de trabajo Referencias normalizadas VBE + - IC IB C E B VCE IB=0A IB=-100A IB=-200A IB=-300A IB=-400A IC [mA] VCE [V] -40 -20 -4 -2 -6 Curvas de salida Saturación Zona Activa Corte Muy, muy importante

64 Análisis gráfico en emisor común
ATE-UO Trans 63 -IC [mA] -VCE [V] 40 20 4 2 6 -IC -IB R=200W V2=6V V1 -VCE + - -IB=400A -IB=300A Recta de carga -IB=200A -IB=100A IB=0A -IB = 0 Þ -IC » 0 Þ -VCE » 6V Þ Corte -IB = 100mA Þ -IC » 10mA Þ -VCE » 4V Þ Zona activa -IB = 200mA Þ -IC » 20mA Þ -VCE » 2V Þ Zona activa -IB = 300mA Þ -IC » 30mA Þ -VCE » 0,4V Þ Saturación -IB = 400mA Þ -IC » 30mA Þ -VCE » 0,4V Þ Saturación

65 La corriente de colector como función de la corriente de base.
ATE-UO Trans 64 IC IB Saturación Z. Activa Esta representación justifica en término “saturación”. Corte Determinación del estado en zona activa o en saturación en circuitos Zona Activa: IC » IB·F Saturación: IC < IB·F

66 El transistor bipolar ideal
ATE-UO Trans 65 Curvas de salida Curvas de entrada IC VCE IC4 IC3 IC2 IC1 = Cte. IB4 Unión PN ideal IB3 IB2 IB1 IB0 Circuito equivalente B C E IE -IC -IB a·IE -b·IB Muy importante

67 Análisis gráfico en emisor común con un transistor ideal
ATE-UO Trans 66 -IC [mA] -VCE [V] 40 30 20 10 2 4 6 -IC -IB R=200W V2=6V V1 -VCE + - 400mA 300mA 200mA -IB= 100mA -IB=0 -IB = 0 Þ -IC = 0 Þ -VCE = 6V Þ Corte -IB = 200mA Þ -IC = 20mA Þ -VCE = 2V Þ Z. activa -IB = 300mA Þ -IC = 30mA Þ -VCE = 0V Þ Saturación -IB = 400mA Þ -IC = 30mA Þ -VCE = 0V Þ Saturación

68 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (I)
ATE-UO Trans 67 Zona activa -IC Como VCB < 0, el diodo CB no puede conducir. B C E (P) (N) R2 V2 R1 V1 - + VCB Por tanto: IC = b·IB -b·IB -IB Muy importante

69 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (II)
ATE-UO Trans 68 Corte Como IB = 0, la fuente de corriente no conduce corriente. -IC -b·IB - + VCB R1 B C E (P) (N) R2 V2 V1 Como VCB < 0, el diodo CB no puede conducir. Por tanto: IC = 0 IB=0 Muy importante

70 Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (III)
ATE-UO Trans 69 Saturación Como b·(-IB) >V2/R2, el diodo CB conduce. b·(-IB) -IC - + VCB B C E (P) (N) R2 V2 R1 V1 Por tanto: VCB = 0, -IC = V2/R2 -IB Muy importante

71 Transistores NPN R R VCB < 0 VCB > 0 + + VCB VCB - -
ATE-UO Trans 70 Todo lo dicho para transistores PNP se aplica a los NPN sin más que: Mantener todos los tipos de polarización (directa o inversa). Cambiar los sentidos de todas las fuentes de tensión que hemos dibujado. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las tensiones. Cambiar los sentidos de todas las circulaciones reales de corriente. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las corrientes. PNP, z. activa IE -IB -IC - + VCB P N VEB R V1 NPN, z. activa -IE IB IC - + VCB N P VBE R V1 VCB < 0 -IC » a·IE IC » b·IB VCB > 0 IC » a·(-IE) IC » b·IB

72 Resumen con transistores NPN
ATE-UO Trans 71 NPN, corte -IE IB IC - + VCB N P VEB R V1 NPN, saturación -IE IB IC - + VCB N P VBE R V1 NPN, z. activa -IE IB IC - + VCB N P VBE R V1 VCB > 0 IC » a·(-IE) IC » b·IB IC » 0, IE » 0 y IB » 0 VCB < 0 (VCE » 0) IC » V1/R Muy, muy importante

73 Curvas características en emisor común en un transistor NPN
ATE-UO Trans 72 Referencias normalizadas VBE + - IC IB C E B VCE Curvas de entrada IB[A] VBE[V] 0,6 100 VCE=0 VCE=5V VCE=10V IB=0A IB= 100A IB= 200A IB= 300A IB= 400A IC [mA] VCE [V] 40 20 4 2 6 Curvas de salida Todas las magnitudes importantes son positivas

74 Circuito equivalente ideal
Circuitos equivalentes para un transistor NPN ATE-UO Trans 73 IE = -IF + IR·aR IC = -IR + IF·aF IF = ISE·(eVBE/VT-1) IR = ISC·(eVBC/VT-1) B C E IE IC IB VBE VBC IF IR aR·IR aF·IF Modelo de Ebers-Moll Circuito equivalente ideal B C E -IE IC IB a·(-IE) b·IB

75 Encapsulado de transistores
ATE-UO Trans 74 Encapsulado TO-126 (SOT-32) BD135 (NPN) BD136 (PNP) Encapsulado TO-220 MJE13008 (NPN) IRF840 (MOSFET, N) BDX53C (Darlington) Encapsulado TO-92 BC548 (NPN) BC558 (PNP) Encapsulado TO-3 2N3055 (NPN) BU326 (NPN)

76 Forma real de los transistores
ATE-UO Trans 75 Antiguo transistor PNP de aleación E C B N- P P+ Transistor NPN plano de doble difusión N+ N P- E B C SiO2

77 RB Resistencia de base B E C B
ATE-UO Trans 76 Parte que realmente actúa como transistor P+ P N- E B C Existe una resistencia relativamente alta al estar la base poco dopada. La llamamos RB. B’ C E IE IC IB VEB VCB IF IR aR·IR aF·IF B RB Modelo de Ebers-Moll modificado

78 Efectos dinámicos en los transistores (I)
ATE-UO Trans 77 Como en el caso de las uniones PN en general, se caracterizan como: Capacidades parásitas (aplicaciones lineales) Tiempos de conmutación (en conmutación) El tiempo más largo es el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS. Transistor saturado Concentración nC nE P+ P N- pB (sat.) Para cortar el transistor hay que eliminar todo este exceso de portadores. pB corte Transistor cortado

79 Efectos dinámicos en los transistores (II)
ATE-UO Trans 78 ¿Cómo disminuir el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS? a) No dejando que el transistor se sature muy intensamente (que quede en el límite zona activa-saturación). b) Extrayendo los minoritarios de la base polarizando inversamente la unión base emisor. pB (lim.) pB (sat.) Situación menos deseable (muy saturado) Situación más deseable (en el límite) (desde en punto de vista de la rapidez).

80 Efectos dinámicos en los transistores (III)
ATE-UO Trans 79 Circuitos de “antisaturación”: El transistor se queda en el límite entre saturación y zona activa. - + VCB N P R2 V2 V1 R1 Con diodo Schottky - + VCB N P R2 V2 V1 R1 Con 3 diodos Estos diodos impiden la polarización directa de la unión CB.

81 + - Efectos dinámicos en los transistores (IV) R2 R1 R2 V2 V1 + VBE -
ATE-UO Trans 80 Circuito con extracción lenta de los minoritarios de la base. N P R2 V2 V1 R1 Saturación »Corte - + VBE Circuito para la extracción rápida de los minoritarios de la base. N P R2 V2 V1 R1/2 C1 - + VBE + - Saturación Esta corriente es la de eliminación de los minoritarios de la base Corte

82 Fototransistores y fotoacopladores
ATE-UO Trans 81 Símbolo Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base. R2 V2 + IC N P R2 V2 Fotodetector IC Optoacoplador LED F.T. ILED IC/ILED » 1-0,2 Muy importante

83 Estructura de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (canal N)
ATE-UO Trans 82 P+ N- Canal Fuente (S) Drenador (D) JFET (canal N) Símbolo G D S Puerta (G) JFET (canal P) Símbolo G D S canal P G D S canal N Otros símbolos

84 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (I)
ATE-UO Trans 83 N- P+ Puerta (G) Drenador (D) Fuente (S) Zona de transición en zona poco dopada Þ ancha Zona de transición en zona muy dopada Þ estrecha

85 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (II)
ATE-UO Trans 84 N- (G) (S) P+ (D) V2 V1 < V2 V1 Según aumenta la tensión drenador-fuente, aumenta la resistencia del canal, ya que aumenta la zona de transición, que es una zona de pocos portadores.

86 Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (III)
ATE-UO Trans 85 ID Evolución si la resistencia no cambiara con la tensión. G D S + - VDS ID VDS V1 V2 Evolución real en un JFET (la resistencia cambia con la tensión aplicada).

87 Principio de funcionamiento de los JFET (IV)
ATE-UO Trans 86 VDS N- (G) (S) P+ (D) VDS=VPO > V2 VPO + - Si se aumenta más la tensión drenador-fuente, la zona de transición llega a dejar una parte del canal con muy pocos portadores. La corriente de drenador no cesa (si cesara no se formaría el perfil de zona de transición que provoca esta situación). La tensión VDS a la que se produce la contracción total del canal recibe el nombre de tensión de contracción (“pinch-off”), VPO.

88 Principio de funcionamiento de los JFET (V)
ATE-UO Trans 87 (G) (S) (D) VDS N- P+ VDS=V3 > VPO LZTC LC Si se aumenta la tensión drenador-fuente por encima de VPO, va aumentando la parte del canal que ha quedado con muy pocos portadores, LZTC (longitud de la zona de transición en el canal). Sin embargo, el aumento de LZTC al aumentar VDS es pequeño comparado con la longitud del canal, LC.

89 Principio de funcionamiento de los JFET (VI)
ATE-UO Trans 88 (G) (S) (D) VDS P+ N- LZTC VDS=V4 > V3 L’ZTC VPO + - Si L’ZTC << LC (hipótesis de canal largo) y admitimos que el perfil de portadores en la parte no contraída del canal no ha cambiado, tenemos que admitir que la tensión en dicha parte es VPO. Luego la corriente que circula es la necesaria para dar la misma caída de tensión sobre el mismo perfil de canal Þ misma corriente que cuando aplicábamos VPO Þ corriente constante por el canal cuando VDS>VPO.

90 Resumen del principio de funcionamiento de los JFET cuando VGS = 0
ATE-UO Trans 89 VDS=0 Comportamiento resistivo ID VDS Comportamiento como fuente de corriente VDS=V1 V1 VDS=V4 V4 VDS=VPO VPO VDS=V3 V3 VDS=V2 V2

91 ¿Qué pasa si VGS ¹ 0? + »VPO - + »VPO - + + - -
ATE-UO Trans 90 N- (G) (S) P+ (D) VDS=VPO Con VGS=0, la contracción ocurre cuando VDS = VDSPO =VPO. »VPO + - El canal es siempre más estrecho, al estar polarizado más inversamente Þ mayor resistencia (G) (S) P+ (D) N- UA VDS + - VGS + - UB »VPO + - La contracción se produce cuando: VDS=VDSPO=VPO + VGS Es decir: VDSPO = UA = VPO - UB Cuando VGS < 0, la corriente que circula es menor y la contracción se produce a una VDS menor.

92 Curvas características de un JFET (canal N) Referencias normalizadas
ATE-UO Trans 91 G D S + - VDS ID VGS Referencias normalizadas ID [mA] VDS [V] 4 2 6 Curvas de salida VGS = 0V Contracción del canal VGS = -0,5V VGS = -1V VGS = -1,5V Curvas de entrada: No tienen interés (unión polarizada inversamente) VGS = -2V Muy importante Contracción producida cuando: VDSPO=VPO + VGS

93 La tensión VPO + - + = -VPO - UB1 VGS
ATE-UO Trans 92 (G) (S) P+ (D) UB1 N- VGS + - Cortocircuitamos el drenador y la fuente y aplicamos tensión entre puerta y fuente. Cuando la tensión VGS alcanza un valor negativo suficientemente grande, la zona de transición invade totalmente el canal. Este valor es el de contracción del canal, VPO. UB2 VGS + - (G) (S) P+ (D) N- = -VPO UB1<

94 Análisis gráfico de un JFET en fuente común
ATE-UO Trans 93 VDS [V] ID [mA] 4 2 8 12 G D S + - VDS ID VGS 2,5KW 10V VGS = 0V VGS = -0,5V Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente VGS = -1V VGS = -1,5V VGS = -2V VGS = -2,5V Comportamiento como circuito abierto VGS = 0V > -0,5V > -1V > -1,5V > -2V > -2,5V Muy importante

95 También se conoce la tensión de contracción del canal, VPO
Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) ATE-UO Trans 94 ID0PO Partimos de conocer el valor de la corriente de drenador cuando VGS = 0 y el canal está contraído, ID0PO. VDS [V] ID [mA] 4 2 8 12 VGS = -2V VGS = -1,5V VGS = -1V VGS = -0,5V VGS = 0V VGS = -VPO También se conoce la tensión de contracción del canal, VPO Ecuación ya conocida: VDSPO = VPO + VGS Ecuación no demostrada: IDPO » ID0PO·(1 + VGS/VPO)2 IDPO Muy importante

96 Comparación entre transistores bipolares y JFET (I)
ATE-UO Trans 95 ID IC + - VBE VGS G (P) D S V1 R V2 N B (P) C (N) E (N) Muy importante IB IG » 0 En ambos casos, las tensiones de entrada (VBE y VGS) determinan las corrientes de salida (IC e ID). En zona de comportamiento como fuente de corriente, es útil relacionar corrientes de salida y entrada (transistor bipolar) o corriente de salida con tensión de entrada (JFET). La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar es mucho más pequeña en el caso del JFET (la corriente es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal).

97 Comparación entre transistores bipolares y JFET (II)
ATE-UO Trans 96 Corriente de electrones en todo el dispositivo (transistor unipolar) (G) (S) P+ (D) N- VGS + - UB UA VDS Muy importante El JFET es más rápido al ser un dispositivo unipolar (conducción no determinada por la concentración de minoritarios). El JFET puede usarse como resistencia controlada por tensión, ya que tiene una zona de trabajo con característica resistiva. Para conseguir un comportamiento tipo “cortocircuito” hay que colocar muchas celdas en paralelo.

98 Estructura real de un JFET de canal N
ATE-UO Trans 97 D S G P+ N- SiO2 N+ Contactos metálicos Canal N Uso de un JFET de canal P G (N) D S V1 R V2 P -ID - VGS + IG » 0 Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo.

99 Los transistores de efecto de campo de unión metal-semiconductor MESFET
ATE-UO Trans 98 Contacto rectificador (Schottky) VDS ID VGS<0 VGS = 0 VGS > 0 D S G N+ N- GaAs Contactos óhmicos GaAs aislante G Pequeña polarización directa GS G Tensión GS nula G Polarización inversa GS, zona resistiva G Polarización inversa GS, zona f. de corriente

100 Los transistores de efecto de campo de metal-óxido-semiconductor, MOSFET
ATE-UO Trans 99 Estructura Nombre Contactos metálicos Metal Metal SiO2 G S D D S G + P- Substrato N+ Óxido Semiconductor G D S MOSFET de enriquecimiento de canal P Símbolo Símbolo MOSFET de enriquecimiento (acumulación) de canal N G D S Substrato

101 Principios de operación de los MOSFET (I)
ATE-UO Trans 100 G D S + P- Substrato N+ V1 Zona de transición (con carga espacial) + Se empieza a formar una capa de electrones (minoritarios del substrato) ++ ++ G D S + P- Substrato N+ - V2 > V1 -

102 Principios de operación de los MOSFET (II)
ATE-UO Trans 101 V3 = V TH > V2 G D S + P- Substrato N+ Esta capa de minoritarios es llamada “capa de inversión” Esta capa es una zona de transición (no tiene casi portadores de carga) Cuando la concentración de los electrones en la capa formada es igual a la concentración de los huecos de la zona del substrato alejada de la puerta, diremos que empieza la inversión. Se ha creado artificialmente una zona N tan dopada como la zona P del substrato. La tensión a la que esto ocurre es llamada “tensión umbral” (“threshold voltage”), VTH.

103 Principios de operación de los MOSFET (III)
ATE-UO Trans 102 V4 > V TH G D S P P- Substrato N+ Situación con tensión mayor que la de umbral VDS ID VGS G D S P- Substrato N+ Conectamos la fuente al substrato. Conectamos una fuente de tensión entre los terminales fuente y drenador. ¿Cómo es la corriente de drenador?

104 Principios de operación de los MOSFET (IV)
VGS G D S P- Substrato N+ VDS » 0 ID » 0 Principios de operación de los MOSFET (IV) ATE-UO Trans 103 Existe un canal entre drenador y fuente constituido por la capa de inversión que se ha formado. Con tensiones VDS pequeñas (<<VGS), el canal es uniforme. VGS G D S P- Substrato N+ VDS =VDS1 >0 ID El canal se empieza a contraer según aumenta la tensión VDS. La situación es semejante a la que se da en un JFET.

105 Principios de operación de los MOSFET (V)
VGS G D S P- Substrato N+ VDS2=VDSPO >VDS1 ID ATE-UO Trans 104 Principios de operación de los MOSFET (V) El canal formado se contrae totalmente cuando VDS = VDSPO. VGS G D S P- Substrato N+ VDS3 >VDSPO ID Cuando VDS > VDSPO, el MOSFET se comporta como una fuente de corriente (como en el caso de los JFET).

106 Principios de operación de los MOSFET (VI)
ATE-UO Trans 105 Principios de operación de los MOSFET (VI) G D S P- Substrato N+ ID» 0 VDS2 > VDS1 VDS1 G D S P- Substrato N+ ID» 0 Si VGS = 0, la corriente de drenador es prácticamente nula. En general, si VGS <VTH, no hay casi canal formado y, por tanto, no hay casi corriente de drenador.

107 Curvas características de un MOSFET de enriquecimiento de canal N
Referencias normalizadas + - VDS ID VGS G D S ID [mA] VDS [V] 4 2 6 Curvas de salida VGS = 4,5V VGS = 4V VGS = 3,5V VGS = 3V Curvas de entrada: No tienen interés (puerta aislada del canal) VGS = 2,5V VGS < VTH = 2V Muy importante ATE-UO Trans 106

108 Análisis gráfico de un MOSFET en fuente común
ATE-UO Trans 107 VDS [V] ID [mA] 4 2 8 12 + - VDS ID VGS 2,5KW 10V G D S VGS = 4,5V VGS = 4V Comportamiento resistivo Comportamiento como fuente de corriente VGS = 3,5V VGS = 3V VGS = 2,5V VGS < VTH = 2V Comportamiento como circuito abierto VGS = 0V < 2,5V < 3V < 3,5V < 4V < 4,5V Muy importante

109 IDPO » (VGS - VTH)2·Z·mn·Cox/2LC
Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) y de la tensión umbral ATE-UO Trans 108 Ecuaciones no demostradas: IDPO » (VGS - VTH)2·Z·mn·Cox/2LC VTH » 2·fF + (ers·xox/erox)·(4·q·NA·fF/(ers·e0))1/2 Z = longitud en el eje perpendicular a la representación. Cox = Capacidad del óxido por unidad de área de la puerta. ers, erox y e0 = permitividades relativas del semiconductor y del óxido y permitividad absoluta. xox = grosor del óxido debajo de la puerta. fF =VT·ln(NA/ni)

110 Los MOSFET de deplexión (I)
ATE-UO Trans 109 G D S + P- Substrato N+ N- Existe canal sin necesidad de aplicar tensión a la puerta. Se podrá establecer circulación de corriente entre drenador y fuente sin necesidad de colocar tensión positiva en la puerta. Modo ACUMULACIÓN: Al colocar tensión positiva en la puerta con relación al canal, se refuerza el canal con más electrones procedentes del substrato. El canal podrá conducir más. V1 G D S + P- Substrato N+ N- - VGS=V1

111 Los MOSFET de deplexión (II)
ATE-UO Trans 110 G D S + P- Substrato N+ N- V1 + - VGS=-V1 Operación en modo DEPLEXIÓN: Se debilita el canal al colocar tensión negativa en la puerta con relación al substrato. El canal podrá conducir menos corriente.

112 Los MOSFET de deplexión (III)
ATE-UO Trans 111 Cuando se aplica tensión entre drenador y fuente se empieza a contraer el canal, como ocurre en los otros tipos de FET ya estudiados. Esto ocurre en ambos modos de operación. VDS ID V1 G D S + P- Substrato N+ N- + + Modo deplexión VDS ID V1 G D S + P- Substrato N+ N- - - Modo acumulación

113 Comparación entre las curvas características de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión
ATE-UO Trans 112 ID [mA] VDS [V] 4 2 6 VGS < VTH = 2V VGS = 2,5V VGS = 3V VGS = 3,5V VGS = 4V VGS = 4,5V Enriquecimiento Muy importante Deplexión ID [mA] VDS [V] 4 2 6 VGS < -1,5V VGS = -1V VGS = -0,5V VGS = 0V VGS = 0,5V VGS = 1V Modo acumulación Modo deplexión

114 Comparación entre los símbolos de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión con ambos tipos de canal ATE-UO Trans 113 Canal N G D S Tipo enriquecimiento G D S Tipo deplexión Canal P D Tipo enriquecimiento G S G D S Tipo deplexión

115 Comparación de los circuitos de polarización para trabajar en zona resistiva o en zona de fuente de corriente con MOSFET de ambos tipos de canal ATE-UO Trans 114 + - VDS ID VGS R V2 G D S V1 Canal N + - VDS -ID VGS R V2 G D S V1 Canal P Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo.

116 Comparación entre transistores JFET y MOSFET
ATE-UO Trans 115 ID + - VGS R V2 G D S V1 MOSFET, canal N IG = 0 G D S V1 R V2 ID - VGS + IG » 0 JFET, canal N La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar estáticamente en un MOSFET es cero. Por tanto, la corriente IG es más pequeña aún que en el caso del JFET (que es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal). La tensiones V1 y V2 comparten terminales del mismo signo en el caso del MOSFET. Esto facilita el control. Muy importante

117 Precauciones en el uso de transistores MOSFET
ATE-UO Trans 116 G D S + P- Substrato N+ El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos. El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección. Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento.